PEMFC氫能發電機發出的是變化范圍較大的直流電，必須經過穩壓、逆變等轉換后，獲得穩定的輸出電壓后才能應用于負載。在PEMFC發電機的控制系統電源采用自發電供電時，電源系統需要適應發電機的輸出特性。控制系統正常工作是發電機安全可靠運行的重要條件，可靠的電源是控制系統穩定運行的基礎，因此，研究適應PEMFC發電系統輸出電特性的控制系統電源是非常必要的。

1 PEMFC控制系統電源總體結構設計

本文分析了一種輸入／輸出隔離型的DC／DC變換電路結構，如圖1所示。該電路采用單端反激式結構，以PwM方式首先將PEMFC輸出的36～72 V直流電壓逆變為高頻方波，經高頻變壓器降壓，再整流濾波得到穩定的24 V和5 V直流電壓。其主要由三菱智能功率模塊(IPM)、高頻變壓器、整流濾波電容、霍爾電壓傳感器和PwM控制板組成，PWM控制板通過DSP實現。



2? 主電路的設計

2.1 IPM功率模塊

IPM即智能功率模塊(intelligent power module)，它是將IGBT連同其驅動電路和多種保護電路封裝在同一模塊內，使系統設計者可從繁瑣的IGBT驅動和保護電路的設計中解脫出來。

IPM選擇三菱智能功率模塊PM300HHA120，其包含一只300 A／1 200 V的IGBT，其內部含有門極驅動控制、故障檢測和多種保護電路，并且內置有電流傳感器。

IPM可以實現的保護功能有：控制電源欠壓保護(UV)；過熱保護(OT)；過流保護(OC)；短路保護(SC)。需要強調的是，IPM的保護功能自身并不能排除故障。在電路設計時應利用故障輸出信號FO，使系統在故障發生時能夠封鎖IPM的輸入信號并停機。PM300HHA120的控制輸入和輸出都用光耦隔離，如圖2所示，采用隔離的電源單獨供電，確保安全可靠。



2.2? 高頻變壓器

高頻變壓器的設計是研制開關電源的關鍵技術。單端反激式開關電源的變壓器實際是一個耦合電感，它實現直流隔離、能量存儲和電壓轉換的功能。它的性能不僅對電源效率有很大影響，而且關系到開關電源的電磁兼容性等技術指標。

已知參數：直流輸入的最大電壓VIN=72 V；直流輸入的最小電壓VINmin=36 V；開關頻率fs=20 kHz；輸出電壓Vo1=5 V，Vo2=24 V；輸出電流Io1=1 A，Io2=0.5 A；輸出功率Po=5×1+24×0.5=17 W；電源效率η=80％；損耗分配系數Z=0.5，Z為次級損耗與總功率的比值；初級紋波電流Ir與初級峰值電流Ip的比值Krp=0.4。

(1)初級電感量的計算

初級峰值電流Ip的表達式為：


將數值代入后可求得Ip=1.17 A。

在每個開關周期內，由初級傳輸給次級的磁場能量變化范圍是LpI2p／2～Lp(Ip-Ir)2／2。初級電感量由下式確定，并代人數可得：



(2)磁芯的選擇。鐵氧體軟磁材料是復合氧化物燒結體，電阻率很高，尤其適合高頻下使用，并且價格便宜，故本開關電源中的高頻變壓器使用R2KB錳鋅鐵氧體材料制成的磁芯。其在25℃時飽和磁感應強度Bs=350 mT。磁芯工作磁感應強度可選為飽和磁感應強度的0.7倍，Bw=0.7Bs=245 mT。

根據功率和工作頻率選擇E135型磁芯，其Ap=1.52 cm4，Ae=1.04 cm2，Aw=1.46 cm2。

(3)確定變壓器各繞組匝數。確定變壓器的磁芯后，可根據下式求得變壓器原邊的匝數：



計算得：Np=100.2匝，實際取101匝。

對5 V輸出變壓器次級電壓Vs1=Vo1+Vl1+Vf1=5+0.3+0.4=5.7 V，其中變壓器次級繞組壓降Vl1為0.3 V，輸出肖特基整流管導通壓降VF1為0.4 V。

對24 V輸出變壓器次級電壓Vs2=Vo2+VL2+Vf2=24+0.6+0.7=25.3 V

其中變壓器次級繞組壓降VL2為0.6 V，快恢復整流管壓降Vf2為0.7 V。

計算次級繞組匝數：

對5 V輸出：

實際取10匝。

對24 V輸出：

實際取42匝。

2.3? 整流濾波

(1)輸出濾波電感的設計。輸出濾波電感中的電流除存在直流分量外，并且疊加一個較小的交流分量。輸出濾波電感的設計一般要求電感電流的最大脈動量為最大輸出電流的10％～20％。

對于輸出電壓Vo=5 V，輸出電流Iomax=1 A，最大占空比Dmax=0.63。

代入這些值則得：L=462.5μH。

對于輸出電壓Vo=24 V，重復上面的計算可得：L=0.004 4 H。

(2)輸出濾波電容的選擇。輸出濾波電容上的紋波電流：



根據上一節得到的數據，將ISRMS1=1.712 A，ISRMS2=0.856 A分別代入上式中，可求得Iri11.39 A，Iri2=0.695 A。濾波電容在20 kHz時的紋波電流應大于等于Iri。

輸出的紋波電壓由式Vri=IsprO決定。濾波電容C2，C3，C4選用330μF／50 V，C5選用100 μF／25 V。

3? 控制電路的設計

3.1 PWM控制電路

這里以數字信號處理器(DSP)TMS320LF2407為核心，設計了全數字PWM控制系統，如圖3所示，具有更好的實時性，能很好的適應PEMFC發電機的輸出特性。



輸出電壓經霍爾電壓傳感器隔離采樣后送到DSP的ADC模塊進行模數轉換，這些值在一定時間內經過一系列數字PI控制后，給全比較單元產生一個新的比較值，該比較值將在下一個開關周期改變PWM波形的占空比，這樣就達到了控制輸出電壓為所要求值的目的。

DSP中并沒有自動生成PWM信號的功能，要通過編程的方法實現它，通過一個單比較1的輸出腳PWM1實現所需要的PWM信號，下面具體介紹這種方法。單比較單元有一個比較寄存器，用來存儲比較值，當計數器于比較值相等時，相應的PWM輸出引腳電平發生跳變，怎樣跳變取決于PWM引腳的工作方式。

PWM輸出腳工作方式：有效高方式，有效低方式等。在定時器1工作在連續增減計數時，電平的為：輸出腳若設置為有效高，計數器為零時，輸出腳電平為零，計數器開始增計數，當與比較值相等時，這時輸出腳為有效狀態，電平變高。計數器到達周期值后，開始減計數，當減計數到比較值時，輸出腳為無效狀態，電平變低。輸出腳若設置為有效低。則此時的電平變化與有效高狀態正好相反。本文采用有效高工作方式。

T1CNT為計數器1的計數值，T1PER為計數器l的周期值。當T1CNT的值增加到與T1PER相等時，計數器1開始減計數，當T1CNT的值減到0時，計數器增計數。計數器值隨時間變化如圖4所示。在計數器的計數值與各比較單元的比較寄存器值(SCMPRl)相等時，輸出腳電平發生變化。波形圖如圖4所示，從圖中可以看出，計數器值通過與實時變化的比較寄存器值(SCMPR1)相比較，可以調節PWM脈沖寬度，進而改變功率管的占空比，達到對DC／DC變換器輸出電壓的實時控制。



3.2? 隔離采樣電路的設計

為了保證電路的可靠運行，電壓的采樣最好能夠與控制電路隔離，這樣能夠避免主電路中大電流流過地線時壓降帶來的干擾。在本機中，通過電壓霍爾元件實現控制電路與主電路的隔離。霍爾電壓元件的原理是：將大電阻串人電壓及霍爾元件的原邊，得到原邊電流，該電流能在副邊產生一定比例的副邊電流，副邊電流流過電阻產生的壓降能夠反應主電路的電壓值。所設計的DC／DC變換器的輸出直流電壓的采樣電路如圖5所示。



從圖5中的參數可以看出：

U_ADC1=Uo／10

經過霍爾元件的隔離與運放的處理后，送入DSP的A／D轉換電壓與主電路隔離，提高了整個電路的抗干擾能力。

3.3 PI調節器的參數選擇

該DC／DC變換器的控制電路采用的是電壓單閉環控制，將Gv(s)設計成PI控制器，它的參數選擇在很大程度上決定了DC／DC變換器的性能，因此它們的選擇在機器的研發過程中至關重要。

在研制該機的過程中，本文是進行參數選擇為：先選擇主電路的參數及采樣電路的參數，并且在Matlab中建立該DC／DC變換器的模型，再根據大致原則，對PI的參數先進行大致的估計，不斷對PI的參數進行調節。得到滿意的結果后，將該參數編程到DSP中，實際運行后，根據實驗的結果，再稍微調整。最后得到的結果如下：

Gv(s)=5+20／s

在該參數下，用Matlab仿真后得到的滿載時結果如圖6所示。



從仿真波形可以看出，在該PI參數設置下，所設計的開關電源的輸出電壓基本上達到了所要求的5 V。

4 實驗結果與分析

研制的開關電源輸入電壓48 V，輸出24 V空載，5 V電壓輸出電流0.5 A時測得的電壓波形如圖7所示。經測量輸出電壓4.96 V，紋波電壓的峰峰值為Vp-p=35 mV。PEMFC發電機在運行時。其輸出端接開關電源，5 V輸出接0.5 W負載時測得的電壓波形如圖8所示。經測量，開關電源的電壓輸出為5.01 V，其峰峰值電壓紋波經測量為Vp-p=80 mV。




通過試驗波形可以看出，研制的DC／DC開關電源輸出電壓穩定，能夠適應PEMFC發電機的輸出特性，基本滿足控制系統對電源的需求。PEMFC輸出的直流電壓波形中毛刺很多，而且開關電源的制作工藝有待進一步完善。因此造成開關電源輸出紋波較大。

5? 結? 語

設計了開關電源的主電路結構，及該開關電源的濾波、整流等電路，給出了開關電源高頻變壓器的設計方法，計算了元器件參數并選擇型號，研制了電源樣機。對研制的開關電源進行了性能測試，能夠適應PEMFC發電機的輸出特性，滿足控制系統的需求。