1 ** 全數(shù)字高碼率QPSK調(diào)制解調(diào)軟件設(shè)計(jì)**

1.1 QPSK調(diào)制

1.1.1 QPSK調(diào)制原理

1.1.2 QPSK并行調(diào)制實(shí)現(xiàn)

調(diào)制信號(hào)的符號(hào)速率達(dá)到500Mbps，根據(jù)奈奎斯特采樣定理，DA的采樣頻率采用2Gbps。由于數(shù)據(jù)速率比較的高，對FPGA運(yùn)算要求太高，因此在設(shè)計(jì)過程中，采用并行處理的方式，來減輕對FPGA運(yùn)算的壓力。圖1-1為高碼率500M QPSK調(diào)制實(shí)現(xiàn)框圖。其實(shí)現(xiàn)的原理為將二進(jìn)制數(shù)據(jù)流經(jīng)過QPSK映射后形成I、Q兩路基帶信號(hào)，在經(jīng)過8倍成型濾波器后，分別與兩路正交的數(shù)字本振混頻后相加輸出至DAC即可。

圖1-1 并行QPSK調(diào)制實(shí)現(xiàn)框圖

1.1.2.1 QPSK符號(hào)映射

QPSK信號(hào)的每個(gè)碼元包含兩個(gè)比特信息，可用ab表示。ab序列有四種排列，即00,01,10,11。每種排列對應(yīng)4種不同的調(diào)制相位。通常各種排列的相位關(guān)系按照格雷碼進(jìn)行編碼，其符號(hào)映射關(guān)系如圖1-2所示。

圖1-2 QPSK映射星座圖

在實(shí)現(xiàn)過程中，將每個(gè)符號(hào)所包含的兩比特二進(jìn)制信息，分別對應(yīng)為I、Q兩路，先到的信息比特映射為I路，后到的信息比特映射為Q路。其中二進(jìn)制0對應(yīng)正值(邏輯高+1)，二進(jìn)制1對應(yīng)負(fù)值(邏輯低-1)。

圖1-3為500Mbps QPSK調(diào)制MATLAB仿真映射星座圖，從圖中可以看出基帶數(shù)據(jù)嚴(yán)格聚集在[-1,-1],[-1,1],[1,-1],[1,1]四個(gè)相位點(diǎn)上。

圖1-3 500MbpsQPSK調(diào)制MATLAB仿真映射星座圖

1.1.2.2數(shù)字基帶成型濾波

由于現(xiàn)代無線電通信及衛(wèi)星通信中，頻帶和功率一般均受限。一方面，為了有效利用信道，節(jié)約頻譜資源，需要對發(fā)射信號(hào)進(jìn)行帶限；另一方面，當(dāng)矩形脈沖通過帶限信道時(shí)，脈沖會(huì)在時(shí)間上擴(kuò)展，每個(gè)符號(hào)的脈沖將擴(kuò)展到相鄰符號(hào)的碼元內(nèi)，這會(huì)造成碼間串?dāng)_(ISI)，并導(dǎo)致接收機(jī)在檢測碼元時(shí)發(fā)生錯(cuò)誤的概率增大。由于碼間串?dāng)_是影響傳輸系統(tǒng)性能的主要因素之一，因此為了消除碼間串?dāng)_，并有效利用帶寬資源，需要對基帶信號(hào)進(jìn)行脈沖成型。

另外，從QPSK星座圖可以看出，信號(hào)的相位跳變是瞬時(shí)變化的，會(huì)導(dǎo)致信號(hào)的頻譜發(fā)生擴(kuò)散。想要無失真地傳輸信號(hào)，必須增大信道的帶寬，但是這樣會(huì)降低信道利用率。因此需要采用基帶濾波成型技術(shù)對QPSK符號(hào)的時(shí)域波形進(jìn)行擴(kuò)展，將QPSK信號(hào)頻譜限制在一個(gè)合理的范圍內(nèi)。

為了實(shí)現(xiàn)無碼間串?dāng)_傳輸，基帶傳輸頻域總特性需要滿足奈奎斯特第一準(zhǔn)則，即：

其中，Ts為基帶信號(hào)的符號(hào)周期，從式中可以看出，一個(gè)實(shí)際的H(ω)特性若能等效成一個(gè)矩形低通濾波器，則可實(shí)現(xiàn)無碼間串?dāng)_。

在實(shí)際的通信系統(tǒng)中，常采用平方根升余弦滾降濾波器實(shí)現(xiàn)，其H(ω)在滾降段中心頻率處呈奇對稱的振幅特性，可以滿足奈奎斯特第一準(zhǔn)則。該滾降濾波器具有匹配濾波的功能，可以克服理想低通濾波器設(shè)計(jì)困難，將過渡帶設(shè)計(jì)的很平滑，還可以通過改變其滾降系數(shù)來設(shè)計(jì)符合要求的過渡帶，改變傳輸信號(hào)成型波形，將信號(hào)頻帶限制在要求的頻率范圍之內(nèi)，減小定時(shí)誤差帶來的影響，從而消除碼間干擾。其頻域響應(yīng)為：

α取值一般范圍為0.2~0.6。當(dāng)α較大時(shí)，時(shí)域波形衰減快，并且震蕩小，這有利于減小碼間干擾和定時(shí)誤差的影響，但是系統(tǒng)占用的頻帶變寬，同時(shí)帶內(nèi)噪聲對信號(hào)的影響也會(huì)加大。當(dāng)α較小時(shí)，系統(tǒng)頻帶利用率提高，噪聲的影響減弱，但是時(shí)域波形衰減慢，系統(tǒng)的誤碼率增加。所以，從提高系統(tǒng)傳輸性能來講，應(yīng)將α的取值取大些；而從頻帶利用率來講，應(yīng)將α的值取小些。當(dāng)α為0時(shí)，傳輸特性即為理想低通濾波，所需信道帶寬最窄，這種信道當(dāng)然是無法實(shí)現(xiàn)的。若α為1時(shí)，系統(tǒng)所占用頻帶最寬，是理想低通濾波器的2倍，其頻帶利用率為1。在衛(wèi)星通信中，從帶寬而言，希望取小一些。但α減小，眼圖過零點(diǎn)波形過渡抖動(dòng)加劇，會(huì)影響接收機(jī)定時(shí)最佳采樣和整個(gè)系統(tǒng)的性能。。

圖1-4為用于基帶成型的成型濾波器的幅頻特性，采用平方根升余弦，滾降系數(shù)取α=0.35。對于成型因子為0.35的成型濾波器，其沖擊響應(yīng)持續(xù)時(shí)間一般為8個(gè)符號(hào)周期。因此在實(shí)際實(shí)現(xiàn)過程中，用8個(gè)符號(hào)數(shù)據(jù)與成型濾波器單位沖擊響應(yīng)進(jìn)行卷積，由于系統(tǒng)采用了8倍符號(hào)采樣，因此將成型濾波器的階數(shù)設(shè)計(jì)為64階。并通過MATLAB生成平方根升余弦濾波器系數(shù)。

圖1-4 成型濾波器幅頻特性

1.1.2.3內(nèi)插成型多相濾波器

內(nèi)插處理可在保持信號(hào)頻譜不變的情況下提高采樣率。數(shù)字內(nèi)插最簡單的方法就是在每個(gè)有效的輸入采樣點(diǎn)之間插入I-1(I是內(nèi)插倍數(shù))個(gè)零值，再通過低通濾波將零值采樣點(diǎn)處的值轉(zhuǎn)化為實(shí)際輸入的近似值，從而使原信號(hào)采樣率增加為原來的I倍。

從式中可以看出，內(nèi)插后的信號(hào)頻譜為原始序列頻譜經(jīng)I倍壓縮后得到的譜。輸出頻譜中不僅含有原始的基帶分量，而且還有頻率大于的高頻鏡像分量。因此，需要對內(nèi)插后的信號(hào)進(jìn)行去鏡像濾波即可恢復(fù)原始譜，去鏡像濾波一般采用帶寬為低通濾波器。可以看到，整數(shù)倍內(nèi)插可以大大提高時(shí)域分辨率，進(jìn)而提高信號(hào)的采樣率。結(jié)合本方案的采樣率設(shè)計(jì)要求，采用8倍符號(hào)內(nèi)插處理。

傳統(tǒng)的插值器是“先插值后濾波”，這使得后續(xù)的濾波器必須以更高的速率和數(shù)據(jù)吞吐率運(yùn)行，給硬件設(shè)計(jì)帶來了壓力。同時(shí)，插值后相鄰兩個(gè)采樣點(diǎn)之間引入L-1個(gè)零(插值因子為L)，顯然對這L-1個(gè)零的運(yùn)算是沒有必要的。因此，在本方案中，采用并行8路多相濾波器處理。8倍內(nèi)插多相濾波器并行處理實(shí)現(xiàn)框圖如圖1-5所示。

圖 1-5 8倍內(nèi)插多相濾波器并行處理實(shí)現(xiàn)框圖

圖1-6(a)、圖1-6(b)分別為采用8倍內(nèi)插多相濾波器8路并行處理MATLAB仿真I路、Q路成型濾波時(shí)域圖。經(jīng)與串行內(nèi)插8倍仿真比較比對，結(jié)果相一致。

圖1-6(a) I路8路并行內(nèi)插多相成型濾波器

圖1-6(b) Q路8路并行內(nèi)插多相成型濾波器

1.1.2.4 數(shù)字正交中頻調(diào)制

由于采用8路并行降速處理，需要對本振進(jìn)行多相分解，分解的基本原理就是將高速率數(shù)據(jù)流拆分成8路并行的低采樣速率數(shù)據(jù)流，若采樣速率為，則每路信號(hào)的采樣率為f s /8，假設(shè)正交端信號(hào)為：

每一路通道的信號(hào)頻率一致，區(qū)別只是在于初始相位值不同。正交端和同相端本振分別拆分成了8路，與之相乘的基帶信號(hào)也必須拆分成8路才能相匹配。圖1-7(a)、(b)分別為8路并行本地cos和sin Matlab仿真產(chǎn)生波形圖。

圖1-7(a)8路并行本地cos產(chǎn)生波形圖(部分放大)

圖1-7(a)8路并行本地sin產(chǎn)生波形圖(部分放大)

圖1-8(a)、(b)分別為串行與8路并行產(chǎn)生本地cos和sin Matlab仿真產(chǎn)生波形圖。經(jīng)過比對，兩者產(chǎn)生的波形是是一致的。

圖1-8(a) 串行與并行8路產(chǎn)生本地cos信號(hào)波形(局部放大)

圖1-8(b) 串行與并行8路產(chǎn)生本地sin信號(hào)波形(局部放大)

將本地產(chǎn)生的8路并行cos和sin信號(hào)分別與8路I、Q基帶成型濾波后的輸出數(shù)據(jù)作調(diào)制，實(shí)現(xiàn)QPSK調(diào)制。圖1-9(a)、(b)分別為QPSK的并行8路I路調(diào)制和Q路調(diào)制。

圖1-9(a) 并行8路I路調(diào)制波形(局部放大)

圖1-10為QPSK采用串行調(diào)制和8路并行調(diào)制合并為一路的MATLAB仿真結(jié)果時(shí)域圖，經(jīng)比對，兩者數(shù)據(jù)結(jié)果是一致的。圖1-11為兩者的頻域仿真結(jié)果圖。

圖1-9(b) 并行8路Q路調(diào)制波形(局部放大)

圖1-10 QPSK串行調(diào)制和8路并行調(diào)制合并時(shí)域圖(局部放大)

圖1-11 QPSK串行調(diào)制和8路并行調(diào)制合并頻域圖(局部放大)

1.1.2.5 OSERDES并串變換

在完成8路并行QPSK調(diào)制后，需要采用FPGA的OSERDES模塊進(jìn)行并串變換，實(shí)現(xiàn)將8路250Mbps的數(shù)據(jù)，轉(zhuǎn)換為2Gbps的串行數(shù)據(jù)給DA模塊。

Xilinx Virtex系列FPGA具有OSERDES輸出并串轉(zhuǎn)換器邏輯資源，具有專門用來幫助實(shí)現(xiàn)源同步接口的待定時(shí)鐘控制和邏輯資源。每個(gè)OSERDES模塊包含一個(gè)用戶數(shù)據(jù)和三態(tài)控制的專用串行器。數(shù)據(jù)和專用串行器都可以配置成SDR和DDR模式。

圖1-12 OSERDES功能框圖

在OSERDES并串轉(zhuǎn)換過程中，并行數(shù)據(jù)串行化是從數(shù)據(jù)引入引腳的最低位到最高位的順序進(jìn)行的(即D1輸入引腳上的數(shù)據(jù)傳輸?shù)絆Q引腳的首位)。OSERDES使用CLK和CLKDIV兩個(gè)時(shí)鐘進(jìn)行數(shù)據(jù)速率轉(zhuǎn)換。CLK是高速串行時(shí)鐘。CLKDIV是分頻并行時(shí)鐘。