電動車低速過載工況下IGBT動態(tài)溫升分析

　　摘要：電動汽車電機在低轉(zhuǎn)速大電流過載輸出時，驅(qū)動器 IGBT模塊結(jié)溫會迅速攀升并很容易超出安全工作區(qū)從而導致失效。如果在系統(tǒng)設(shè)計階段，利用散熱回路的瞬態(tài)熱阻特性，并通過仿真計算精確控制低速下的電流輸出，將能夠更好地提高電動車驅(qū)動系統(tǒng)的可靠性和功率密度。本文首先介紹了IGBT模塊和散熱器的瞬態(tài)熱阻特性；然后分析了在電動車電機驅(qū)動器在低速與常速下電流過載輸出對IGBT模塊結(jié)溫溫升的影響；最后介紹了如何用英飛凌IPOSIM仿真工具對過載輸出時IGBT模塊結(jié)溫進行仿真，以及不同工況下IGBT瞬時結(jié)溫的仿真結(jié)果。本文可對電動車電機驅(qū)動器設(shè)計中IGBT輸出限值的動態(tài)選取提供參考依據(jù)。

　　1 引言

　　隨著電動汽車驅(qū)動技術(shù)的發(fā)展與成熟以及市場對電動汽車驅(qū)動性能和可靠性需求的提高，電動車驅(qū)動系統(tǒng)的發(fā)展將朝著：高功率密度，高可靠性，低成本的方向發(fā)展。然而更高的功率密度與更低的成本使系統(tǒng)設(shè)計的余量必然減少，如果仿真計算不準確或僅憑經(jīng)驗設(shè)計，很容易出現(xiàn)電機驅(qū)動器的IGBT等功率器件的過溫或關(guān)斷超出安全工作區(qū)RBSOA（Reverse Biased Safe Operating Area）損壞。

　　當系統(tǒng)處于短時大電流過載時，IGBT模塊的芯片結(jié)溫度會動態(tài)攀升。如果沒有足夠的設(shè)計余量或不能精確控制輸出過載時間與過載電流倍數(shù)，IGBT結(jié)溫將有可能升高超過安全工作區(qū)而導致失效。針對這些問題，本文分析在不同輸出頻率的條件下，過載輸出與IGBT結(jié)溫的關(guān)系，以幫助硬件設(shè)計工程師在研發(fā)時正確地限定過載峰值。

　　2 IGBT模塊與散熱器的動態(tài)結(jié)溫和動態(tài)溫升

　　無論是IGBT模塊的底殼基板還是散熱器上都同時存在熱阻和熱容兩個特性。熱阻是反映導熱介質(zhì)阻礙熱量傳導能力的綜合參量。根據(jù)熱阻Rth定義，為熱流通路上的溫差ΔT與總損耗功率之比

　　由于熱阻和熱容特性的同時作用，產(chǎn)生了動態(tài)熱阻的特性。一般有兩種方式建模來表示動態(tài)熱阻特性 – T型模型和π型模型。如圖1所示。

　　（a）T型連續(xù)網(wǎng)絡(luò)模型回路（Cauer model）（b）π型局部網(wǎng)絡(luò)模型回路（Foster model）

　　圖 1 兩種模型示意圖

　　如圖1（a），T型模型的結(jié)構(gòu)比較真實的反應(yīng)出真實的熱阻熱容物理結(jié)構(gòu)。如果散熱系統(tǒng)中每一層的材料的特性參數(shù)都是已知的時，可以通過理論計算公式來建立這種模型的結(jié)果。但是，在熱傳播中很難確定熱傳播在每一層中的分布，因此實際建模時一般不使用T型回路。

　　圖1（b）中的π型模型雖然在結(jié)構(gòu)上不具備具體的物理意義，但是該模型的數(shù)學模型比較容易從實際測量標定的時間-熱阻曲線上擬合提取出來，所以一般會用π型模型來給定動態(tài)熱阻曲線的分式因數(shù)。英飛凌IGBT模塊的數(shù)據(jù)手冊上就分別給出了IGBT芯片與反并聯(lián)二極管芯片的π型回路各項分式因數(shù)與曲線，如圖2所示為英飛凌FF600R12ME4模塊的動態(tài)熱阻曲線。

　　（a）IGBT動態(tài)熱阻曲線（b）反并聯(lián)二極管動態(tài)熱阻曲線

　　圖 2 英飛凌IGBT模塊動態(tài)熱阻曲線

　　圖2中給出的

　　動態(tài)熱阻曲線可表達為：

　　如果在動態(tài)溫升過程中，IGBT模塊的損耗P（t）是已知的，IGBT模塊底殼溫度是已知的，則IGBT及二極管芯片的結(jié)溫可由下公式得出：

　　公式（4）中P（t）限定為單次方波脈沖的功率，IGBT模塊在實際應(yīng)用中一般為連續(xù)脈沖，而且在正弦調(diào)制中為功率變化的連續(xù)脈沖，計算公式比較復雜，可從IEC60747-6標準中查得［1］。

　　此外還需要考慮到散熱器以及模塊與散熱器接觸面的瞬態(tài)熱阻，同時IGBT模塊外殼和端子也有少量的對流熱傳導，但是對流熱傳導的影響相對底殼的熱傳導非常小可忽略。由此整個散熱系統(tǒng)合并的串聯(lián)π型網(wǎng)絡(luò)模型可由圖（3）表示。

　　圖3 合并π型熱阻網(wǎng)絡(luò)模型

　　一般散熱器廠商會給出一階的熱平衡時間即3倍的值，用一階分式擬合可表示為公式：

　　由此得出考慮散熱器熱阻的IGBT結(jié)溫計算公式為：

　　對于散熱器熱平衡時間為一般幾十秒上百秒的，計算低頻輸出時可不用考慮散熱器的溫升，計算時使用公式（4）即可。如果是系統(tǒng)熱平衡時間是幾秒級的，需要考慮散熱器溫升時可使用公式（6）計算。如需更精確的包括接觸面導熱硅脂的多階熱阻模型，則需要用實驗標定曲線來提取模型。具體的實驗提取方法可參看文獻2，本文將不再詳述。

　　IGBT模塊動態(tài)熱阻的特性導致驅(qū)動器中三相逆變橋中的IGBT在不同輸出頻率下，所對應(yīng)的結(jié)溫波動幅度也不同。在一個半波周期內(nèi)，一個半橋中其中一個橋臂的IGBT處于連續(xù)帶載工作，在IGBT開關(guān)頻率不變下，輸出頻率越低，一個橋臂的連續(xù)帶載時間越長，一個半波內(nèi)總損耗能量越大。同時由于IGBT模塊動態(tài)熱阻在一般在1秒內(nèi)迅速上升，因此輸出頻率越低，IGBT的結(jié)溫波動就越大。

　　同一型號IGBT模塊在同樣為Vdc=600V，fsw=10KHz的條件下，分別輸出1Hz、5Hz、20Hz、50Hz四種頻率的有效電流為200A的正弦波，我們用IPOSIM仿真工具可得到這四個頻率下IGBT結(jié)溫波動曲線，如圖4所示：（IPOSIM對IGBT損耗與結(jié)溫的仿真原理詳見參考文獻3）