PWM（Pulse Width Modulation）控制技術就是對脈沖的寬度進行調制的技術，即通過對一系列脈沖的寬度進行調制，來等效的獲得所需要的波形（含形狀和幅值）。

　　1.3.1 PWM控制的基本原理

　　脈寬調制（PWM）控制方式就是對逆變電路開關器件的通斷進行控制，使輸出端得到一系列幅值相等的脈沖，用這些脈沖來代替正弦波或所需要的波形。也就是在輸出波形的半個周期中產生多個脈沖，使各脈沖的等值電壓為正弦波形，所獲得的輸出平滑且低次斜波諧波少。按一定的規則對各脈沖的寬度進行調制，即可改變逆變電路輸出電壓的大小，也可改變輸出頻率。

　　在采樣控制理論中有一個重要的結論，即沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環節上，其效果基本相同。沖量既指窄脈沖的面積。這里所說的效果基本相同。是指該環節的輸出響應波形基本相同。如把各輸出波形用傅里葉變換分析，則它們的低頻段特性非常接近，僅在高頻段略有差異。

　　根據上面理論我們就可以用不同寬度的矩形波來代替正弦波，通過對矩形波的控制來模擬輸出不同頻率的正弦波。

　　例如，把正弦半波波形分成N等份，就可把正弦半波看成由N個彼此相連的脈沖所組成的波形。這些脈沖寬度相等，都等于 ∏／n ，但幅值不等，且脈沖頂部不是水平直線，而是曲線，各脈沖的幅值按正弦規律變化。如果把上述脈沖序列用同樣數量的等幅而不等寬的矩形脈沖序列代替，使矩形脈沖的中點和相應正弦等分的中點重合，且使矩形脈沖和相應正弦部分面積（即沖量）相等，就得到一組脈沖序列，這就是PWM波形。可以看出，各脈沖寬度是按正弦規律變化的。根據沖量相等效果相同的原理，PWM波形和正弦半波是等效的。對于正弦的負半周，也可以用同樣的方法得到PWM波形。

　　在PWM波形中，各脈沖的幅值是相等的，要改變等效輸出正弦波的幅值時，只要按同一比例系數改變各脈沖的寬度即可。根據上述原理，在給出了正弦波頻率，幅值和半個周期內的脈沖數后，PWM波形各脈沖的寬度和間隔就可以準確計算出來。按照計算結果控制電路中各開關器件的通斷，就可以得到所需要的PWM波形。

　　1.3.2 SVPWM控制簡介

　　SVPWM是近年發展的一種比較新穎的控制方法，是由三相功率逆變器的六個功率開關元件組成的特定開關模式產生的脈寬調制波，能夠使輸出電流波形盡 可能接近于理想的正弦波形。空間電壓矢量PWM與傳統的正弦PWM不同，它是從三相輸出電壓的整體效果出發，著眼于如何使電機獲得理想圓形磁鏈軌跡。 SVPWM技術與SPWM相比較，繞組電流波形的諧波成分小，使得電機轉矩脈動降低，旋轉磁場更逼近圓形，而且使直流母線電壓的利用率有了很大提高，且更易于實現數字化。

　　SVPWM 的理論基礎是平均值等效原理，即在一個開關周期內通過對基本電壓矢量加以組合，使其平均值與給定電壓矢量相等。在某個時刻，電壓矢量旋轉到某個區域中，可由組成這個區域的兩個相鄰的非零矢量和零矢量在時間上的不同組合來得到。兩個矢量的作用時間在一個采樣周期內分多次施加，從而控制各個電壓矢量的作用時間，使電壓空間矢量接近按圓軌跡旋轉，通過逆變器的不同開關狀態所產生的實際磁通去逼近理想磁通圓，并由兩者的比較結果來決定逆變器的開關狀態，從而形成PWM 波形。

　　1.4 本課題的主要研究內容與意義

　　1.4.1 課題的主要研究內容

　　本課題研究的三相光伏并網逆變器，是光伏并網發電系統的重要組成部分，主要由主電路和控制電路兩部分組成。主電路部分采用三相電壓型PWM逆變電路，控制電路主要包含雙閉環控制模塊（電流內環，電壓外環）、DQ坐標變換模塊和SVPWM控制模塊。本課題主要利用MATLAB的SIMILINK系統仿真軟件，建立了三相并網逆變器的仿真模型， 構成雙閉環，對這些模塊的基本原理進行詳細分析和參數整定（如PI調節器參數整定）。直流變換側加入電流環為光伏電池最大功率點跟蹤（MPPT）算法提供電流數據，實時跟蹤功率的最大輸出值，盡可能提高光伏發電系統的效率，并保證并網運行具有穩定可靠的鎖相功能。

　　1.4.2 課題的意義

　　本課題設計的三相光伏并網逆變器，應使輸出電流為良好的正弦電流波形，并于電網電壓基本同相位，具有實時控制、電流響應快、輸出電壓電流波形不含特定次諧波等優點。

　　2 三相光伏并網逆變器的數學模型及坐標變換原理

　　2.1 三相光伏并網逆變器在靜止坐標系下的數學模型

　　2.1.1電路拓撲結構及建模假定條件

　　常用的三相電壓型PWM 逆變器主電路拓撲結構如圖2.1所示， 其中ea、eb、ec 為電源三相電動勢， ia、ib、ic表示逆變器三相輸出電流; ua、ub、uc 為逆變器輸出相電壓; L 為交流側濾波電感， C 為直流側濾波電容，Vdc為直流側電源電壓，開關器件由可控器件IGBT組成。為簡化分析且又不脫離電路的實際工作情況， 在推導以便其的數學模型之前， 特做如下假設：

　　（ 1）電網為三相對稱的理想電壓源;

　　（ 2）三相回路等效電阻和電感相等;

　　（ 3）網側濾波電感L是線性的， 且不考慮飽和;

　　（ 4）忽略分布參數影響;

　　（ 5）忽略開關器件的導通壓降和開關損耗。

　　2.1.2 三相靜止坐標系下的數學模型

　　不考慮逆變器變換損耗， 忽略高頻分量的影響，根據基爾霍夫定律，

　　2.2 同步旋轉坐標變換（ dq變換）原理與方法

　　在 ABC 坐標系中， 需要控制的網側電流均為時變交流量， 因而不利于控制系統設計。因此通過坐標變換將三相ABC 靜止坐標系轉換成同步旋轉dq 坐標系。經坐標旋轉變換后， 三相對稱靜止坐標系中的基波正弦變量將轉化成同步旋轉坐標系中直流變量。另外，兩相坐標系的d 軸q軸互相垂直， 因而沒有磁的耦合; 僅此兩點就會使數學模型簡單許多， 利于控制系統的設計應用。

　　2.2.1 dq 坐標與三相靜止坐標的關系圖

　　坐標系的定義基準不同， 電氣量的表達式及坐標變換的結果也就不一樣。在此以IEEE 的定義標準為基準， 即以逆時針旋轉方向為基準， abc 三相靜止坐標逆時針排列、彼此相差， dq 坐標逆時針同步旋轉（以角頻率ωθ同步旋轉）、d 軸與a 軸的夾角為θ、q 軸位于在旋轉方向上比d 軸超前的位置上。dq 坐標與abc三相靜止坐標的關系。

　　2.2.2 dq坐標變換的方法

　　坐標變換通常有等量變換和等功率變換兩種方式， 所謂等量變換是指坐標變換前后電氣量的通用矢量相等， 而等功率變換則是變換前后功率保持不變。本文采用等量dq 變換法來建立三相VSR的數學模型。

　　將d 軸定向于A 軸旋轉θ角度后的矢量方向上， q軸與之垂直， 如圖2.2 所示。定義d 軸與電網電動勢矢量e同相， 則d軸方向的電流分量id為有功電流， d 軸落后于q 軸， 因此q軸方向的電流分量iq為無功電流。初始條件下， 令d軸與a 軸重合。

　　2.3 三相光伏并網逆變器在兩相旋轉坐標系下的數學模型

　　式中為電感電流矢量;為逆變器橋臂輸出電壓矢量; 為電網電壓矢量; L 為每相濾波電感。

　　整理后可以得到三相并網逆變器在兩相同步旋轉坐標系下的數學模型。

　　經過坐標變換后， 所控制的變量id， iq均為直流分量， 簡化了控制系統的分析和設計。并網有功分量由id控制， 無功分量由iq控制， 控制id 和iq， 就可以實現系統有功分量和無功分量的控制。

　　3 三相光伏并網逆變器的控制策略

　　3.1 三相并網逆變器的開環控制

　　三相并網逆變電路是以無源逆變電路為基礎而衍生的，本節內容先研究分析無源逆變的模型及仿真，再進而研究有源逆變的模型及仿真結果。

　　3.1.1 無源逆變的模型及仿真

　　利用matlab軟件搭建的三相無源逆變電路的模型如下：

　　給定直流電源電壓Vdc=600V，交流側R=2Ω，L=2mH，給定的三想調制波信號為：

　　與計算所得出的結果基本一致，說明了理論分析的正確性。

　　3.1.2 有源逆變的模型及仿真

　　在無源逆變電路的基礎上，建立有源逆變電路模型，

　　以電網電壓電動勢矢量為參考。分以下四種情況進行討論分析

　　（1）電流矢量滯后電動勢矢量，此時電壓矢量端點位于圓軌跡A點，交流側呈電感特性。

　　（2）電流矢量與電動勢矢量，此時電壓矢量端點位于圓軌跡B點，

　　交流側呈電阻特性，如圖所示：

　　（3）電流矢量超前電動勢矢量，此時電壓矢量端點位于圓軌跡C點，交流側呈電容特性

　　當電壓矢量端點在圓軌跡AB和BC上運動時，逆變器工作在整流狀態，從電網吸收有功，而在AB上時還要吸收感性無功功率，BC上時吸收容性無功功率。在B點時，實現單位功率因數逆變器控制。

　　當電壓矢量端點在圓軌跡CD和DA上運動時，逆變器工作在有源逆變狀態，此時逆變器向電網傳輸有功，而在CD上時還要向電網傳輸容性無功功率，DA上時向電網傳輸無功功率。在D點時，實現單位功率因數逆變器控制。

　　在交流側等效電阻很大的情況下，可以快速地得到穩定、準確的三相輸出電流波形。但是在實際應用中，若交流側等效電阻很大，則在交流側有功功率的損耗也會很大，使逆變效率大大下降，這也是開環控制的弊端所在，所以必須進一步采用閉環控制。

　　3.1.3 SVPWM的基本原理與算法實現