自從1999年首次面世以來，寬帶全差分放大器（FDA）的單端至差分應用經常將一個接地電阻用作輸入匹配電路的一部分，代價是更高的以輸入為參考的噪聲電壓。如果可以去除那個電阻，輸入阻抗匹配電路僅由進入求和點的路徑確定，那么就有可能得到低得多的以輸入為參考的噪聲。當輸入匹配電路可以通過一個大于1GHz的共模環路帶寬保持在很高頻率時，這是一個可行的方案。本文將介紹兩種方法的設計公式，并比較以輸入為參考的噪聲對目標增益的影響。
　　使用全差分放大器實現的單端至差分轉換
　　日益普及的全差分放大器（FDA）支持的更加有用的功能之一是將單端信號源轉換為所有現代ADC輸入要求的差分輸出信號。這些設計可以是直流或交流耦合設計。當采用直流耦合時，需要留意輸入共模范圍，在這種情況下雙極電源對許多FDA來說是很有用的。如果有更高速度要求，那么單電源更加常見，并且通常要求使用輸入匹配電路來匹配某些源阻抗，以便限制反射和/或SFDR劣化。雖然單電源FDA可以提供直流耦合路徑，但本文將介紹一種交流耦合方法，它能取消輸入共模范圍這一考慮因素。只要輸入保持在一定范圍內，這些相同結果也可以應用于直流耦合設計。圖1顯示了雙重端接50Ω輸入設計的典型交流耦合式實現。這種設計可以進一步改進為增益為5V/V的目標設計例子，這可以從使用499Ω反饋元件、并使用免費的Spice仿真器產生原理圖開始（參考文獻1）。
　　
　　圖1：增益為5V/V（14dB）、輸入阻抗為50Ω的交流耦合式單端至差分設計。
　　對這類電路來說有幾個常見的考慮因素——
　　1. 反饋電路是相等的。
　　2. 輸入阻抗等于Rt和看向Rg1的阻抗的組合。
　　3. 通過FDA內共模環路的作用，看向Rg1的阻抗將增加到超過Rg1的值（參考文獻2）。這個環路的作用是使輸出共模電壓保持不變，進而導致輸入共模電壓隨輸入信號變化而改變，增加朝Rg1看的外在輸入阻抗。
　　4. 電阻Rg2用于取得差分平衡，等于Rg1 + Rt||Rs。
　　5. 當Rg2設置好后，這個電路的噪聲增益（NG）就等于1+Rf/Rg2。
　　6. 由于輸入路徑上采用的是交流耦合，因此直流I/O工作電壓默認為內部產生的Vcm參考電壓（對這個3.3V單電源器件來說是1.2V）。這個Vcm控制了輸出共模電壓，但由于沒有直流電流路徑返回到輸入端，Vcm也就確定了直流輸入共模工作電壓。
　　上述特定例子使用的是一種非常低噪聲的4GHz增益帶寬FDA-ISL55210。在本例中，設計從選擇Rf的值開始，然后求出Rt和Rg1元件的值。在Rt和Rg1元件之間劃分輸入匹配貢獻方面幾乎沒有供應商指導?？晒嗪獾囊蛩厥?，Rg1元件變?。≧t變大）將減小輸入噪聲和擴展帶寬（針對基于電壓反饋的FDA）。朝這個方向進行下去將更多地取決于共模環路帶寬，并將輸入匹配設進Rg1路徑（參考文獻2）。雖然獲得圖1電路中電阻值的最常見方法是反復或近似方法，但為目標增益（Av）和輸入阻抗（Rs）選取Rf可以巧妙地變為針對Rt的二次方程求解（參考文獻3）。