音頻放大電路理論及案例分析? F 廠工程課
一．音頻放大基本電路理論分析
在步步高 DVD 產品中，大多數音頻放大電路如下圖所示：
圖：1.1
這是一個有源低通濾波器，主要作用是對音頻解碼芯片 CS4360 輸出的音頻
信號進行低通濾波，把無用的高頻信號過濾掉。
如果去掉前面一級的 RC 低通濾波電路，可以畫出下面的原理圖：
圖 1.2
令電路的電壓放大倍數 ，下面通過計算來說明此電路的功能：
根據節點電位法和“虛短”、“虛斷”的概念可得
聯立求解得：
（1——4）
式中的
，為反向比例運算放大器的電壓放大倍數。
從式 1——4 可以看出，R3，R1 是決定整個電路通頻帶放大倍數的，R2，C，
C1 決定整個電路截至頻率，以及實際放大倍數，因為有它們的反饋作用，整個
電路的放大倍數會降低，這從式 1——4 也可以看出。
下面已步步高刻錄機 DW9915 中實際電路，用仿真軟件做分析：
圖 1.3
下面是對它做的 AC 分析：
圖 1.4
從 AC 分析可以看到，這個電路截至頻率基本上在 20KHZ 左右，但是接近這個頻率時它的
相位偏移已經不是很一致了，但人耳只要達到 20k 就足夠了，所以這個電路還是適用的。
下面來調整各個電阻電容的參數，看會發生什么情況。首先將 C 進行參數掃描，從 1PF
到 1000PF，采用 decade 形式。結果是：
圖 1.5 對 C 進行參數掃描
從圖中可以看出，當 C 增大時，他的通頻帶的截止頻率會減小，這樣會導致聲音丟失一些
有用的高頻分量，導致聲音聽起來比較悶重。當聲音減小時，通頻帶的截止頻率會增大，導
致一些高頻雜波沒有被濾掉，聲音有雜音。
再對 C1 進行參數掃描：
圖 1.6 C1 進行參數掃描
從上圖可以看出，同 C 一樣，當 C1 提高時，通頻帶的截止頻率會降低，當 C1 降低時，通
頻帶的截止頻率會升高。
對 R2 進行參數掃描：
圖 1.7 R2 參數掃描
R2 從 100 歐增大到 100K，可以看到隨著 R1 的增大，通頻帶的截止頻率會降低。
綜上所述，當 C，C1，R2 增大時，通頻帶的截止頻率會降低。
由于 R3 和 R1 是決定通頻帶的放大倍數，所以他們的規律很好從公式中推出，這里不
做仿真分析。
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電路如圖 1.3，增大 R3 或者減小 R1，將會增大放大倍數，減小 R3 或者增大 R1 ，將
會減小放大倍數。
二．實際案例分析。
1.DL317 音頻不合格。
重共方案：將下圖中 R278，R279 由 24K 改成 1K。
原因分析：R278，R279 的作用是將 8v 電壓進行分壓，為音頻放大提供一個中置電壓，
由于運放的正向輸入端對地是有一定的電阻的（設為 R+），這樣相當于 R+與 R279 是并聯
對地的，這樣當用運放的型號改變時，就會導致 R+的改變，這樣就會使中置電壓發生改變，
進而使音頻指標中的 THD+N 不合格，也就是說導致聲音失真。當 R278，R279 的值變小時，
并聯電阻對它們的影響就會變小。
比如，如果 R279 是 24K，假設運放正向輸入的內阻也是 24K，那么它們并聯后的阻值
就是 12K，減小了一半；如果 R279 是 1K，那么并聯后的阻值就是 0.92K，下降幅度很小。
所以將 R279 從 24K 減小到 1K 可以提高中置電壓的精確度。但是電阻越小，功耗就越大，
所以選用要從運放的內阻實際情況，選用合適的阻值。
下面對這種情況做仿真驗證，由于是理想運放，所以直接改變中置電壓的大小，作瞬態
分析，看結果如何。
下面是在 EWB 中畫的仿真圖：
圖 2.1
上圖中，V1 提供中置電壓，先看它的電壓為 4v 是的瞬態情況：
圖 2.2
上圖中紅線代表 6 點電壓，藍線代表 7 點電壓，可以看出，波形沒有失真，且放大倍數
達到 4 倍多。
再將中置電壓 V1 設定為 5v，觀察情況：
圖 2.3
可以看到當中置電壓升高時，由于受到運放最高輸出電壓的限制，輸出波形產生了削頂
失真。
下面是將中置電壓降低時的情況，可以看到輸出波形的下半部產生的削頂失真。
圖 2.4
從上面兩個圖中還可以看出，當中置電壓發生變化時，不但波形發生失真，而且放大倍
數也發生變化。
2.VS1000 音頻指標不合格。
重工方案：刪除位號 VD209。
從電路圖可以看出 VD209 結的是 MUTE-2 ，這個信號是受耳塞控制的，也就是說，平
時它是低電平，不產生靜音效果，當耳塞插于時，導致 MUTE-2 與地相連點斷開，MUTE-2
變成高電平，產生靜音效果。但是這樣做有一個問題就是，由于平時 MUTE-2 是 0V，而不
是像 MUTE-1 是—4v 左右，由于樓電流的作用，導致 VD209 的負極，也是在 0v 左右，但
是 0V 是不能有效截止靜音三極管的，這樣也會導致聲音失真。
三．音頻指標簡述。
它們的定義如下：
基準輸出電平：重放測試盤 997hz，0db 基準電平信號并測量左右通道輸出電平，以伏
表示。
1khz 通道不平衡度：用音頻分析儀測量重放 997hz，0db 基準輸出電壓時基準信號時左
右通道輸出電壓 VL，VR，997HZ 通道不平衡度=|20lg(VL/VR)|
串音：重放測試盤上的一通道基準電壓和該通道在另一通道信號（數字“0”）時的串音
測量用信號，測量一通道的放音輸出和泄露到另一通道的信號電平之比，以 db 表示
音頻幅頻響應：重放測試盤上頻率測試信號，用音頻分析儀測量各頻率的放音輸出電平
和基準信號放音輸出電平的偏差。
動態范圍：重放比基準電平低 60DB 的測試頻率的數字信號，測量輸出信號的噪聲和失
真的分貝值 A，再加上 60db。即：動態范圍=|A|+60db
頻率失真加噪聲：重放諧波失真測試信號，測試總諧波失真加噪聲，以 db 表示。
頻率誤差：重放測試頻率信號，用音頻分析儀準確測量輸出信號頻率 f，fref 表示基準
頻率，測頻率誤差=（f-fref）/frefⅹ100%。
電平非線性：對于 0db～90db（997hz）的所有給定測試信號，用音頻分析儀測量以基
準輸出電壓為 0db 的輸出電壓，分別求出兩個通道測得的輸出電壓和額定錄音電平之差
其中:“重放”是英語“playback”直接翻譯過來的，就是播放的意思。
其中“基準輸出電平”指的就是單位電平經過碟機后的放大倍數，主要受音頻電路中決
定放大倍數的元件相關，比如，上面講到的 R1 ，R3 ，運放等。
“1khz 通道不平衡度”主要靠元件的精確性來完成。
與“串音”相關的因素有排版時的布線，以及由于用到的運放都是雙運放集成在一個芯
片中，芯片內部也會發生串擾，還有就是卡拉 OK 由于是串到各個聲道上，當沒有使用卡
拉 OK 時，如果設計不好，也會導致串音。
“音頻幅頻響應”主要是受音頻放大電路中電容 C，C1 決定的截止頻率的影響。
“動態范圍”實際上是測試碟機對小信號的放大能力。
“頻率失真加噪聲”，影響它的因素比較多，像是靜音電路不能有效截止，通頻帶內，
各個頻率偏移不一致等。
“頻率誤差”主要由軟件控制。