傳輸線彎角補償 由于布線約束而要求傳輸線彎曲時(改變方向)，使用的彎曲半徑應至少為中間導體寬度的3倍。也就是說： 彎曲半徑 ≥ 3 × (線寬) 這將彎角的特征阻抗變化降至最小。 如果不可能實現逐漸彎曲，可將傳輸線進行直角彎曲(非曲線)，見圖6。然而，必須對此進行補償，以減小通過彎曲點時本地有效線寬增大引起的阻抗突變。標準補償方法為角斜接，如下圖所示。最佳的微帶直角斜接由杜維爾和詹姆斯(Douville and James)公式給出： 杜維爾和詹姆斯(Douville and James)公式式中，M為斜接與非斜接彎角之比(%)。該公式與介電常數無關，受約束條件為w/h ≥ 0.25。 其它傳輸線可采用類似的方法。如果對正確補償方法存在任何不確定性，并且設計要求高性能傳輸線，則應利用電磁仿真器對彎角建模。 圖6. 如果不可能實現逐漸彎曲，可將傳輸線進行直角彎曲 傳輸線的換層 如果布局約束要求將傳輸線換至不同的電路板層，建議每條傳輸線至少使用兩個過孔，將過孔電感負載降至最小。一對過孔將傳輸電感有效減小50%，應該使用與傳輸線寬相當的最大直徑過孔。例如，對于15-mil微帶線，過孔直徑(拋光鍍層直徑)應為15 mil至18 mil。如果空間不允許使用大過孔，則應使用三個直徑較小的過渡過孔。 信號線隔離 必須小心防止信號線之間的意外耦合。以下是潛在耦合及預防措施的示例： 射頻傳輸線：傳輸線之間的距離應該盡量大，不應該在長距離范圍內彼此接近。彼此間隔越小、平行走線距離越長，平行微帶線之間的耦合越大。不同層上的走線應該有接地區域將其保持分開。承載高功率的傳輸線應盡量遠離其它傳輸線。接地的共面波導提供優異的線間隔離。小PCB上射頻線之間的隔離優于大約-45dB是不現實的。 高速數字信號線：這些信號線應獨立布置在與射頻信號線不同的電路板層上，以防止耦合。數字噪聲(來自于時鐘、PLL等)會耦合到RF信號線，進而調制到射頻載波。或者，有些情況下，數字噪聲會被上變頻/下變頻。 VCC/電源線：這些線應布置在專用層上。應該在主VCC分配節點以及VCC分支安裝適當的去耦/旁路電容。必須根據射頻IC的總體頻率響應以及時鐘和PLL引起的數字噪聲的預期頻率分布選擇旁路電容。這些走線也應與射頻線保持隔離，后者將發射較大的射頻功率。 接地區域 如果第1層用于射頻元件和傳輸線，建議在第2層使用實心(連續)接地區域。對于帶狀線和偏移帶狀線，中間導體上、下要求接地區域。這些區域不得共用也不得分配給信號或電源網絡，而必須全部分配給地。有時候受設計條件限制，某一層上有局部接地區域，則必須位于全部射頻元件和傳輸線下方。接地區域不得在傳輸線下方斷開。 應在PCB的RF部分的不同層之間布置大量的接地過孔。這有助于防止接地電流回路造成寄生接地電感增大。過孔也有助于防止PCB上射頻信號線與其它信號線的交叉耦合。 電源層和接地層的特殊考慮事項 對于分配給系統電源(直流電源)和接地的電路板層，必須考慮元件的回路電流。總的原則是避免將信號線布置在電源層和接地層之間的電路板層上。 圖7. 不正確的電路板層分配：電源層和接地層上的接地電流回路之間有信號層。偏壓線噪聲會耦合到信號層圖8. 較好的電路板層分配：電源層和接地層之間沒有信號層 電源(偏壓)走線和電源去耦 如果元件有多個電源連接，常見做法是采用“星”型配置的電源布線(圖9)。在星型配置的“根”節點安裝較大的去耦電容(幾十μF)，在每個分支上安裝較小的電容。這些小電容的值取決于射頻IC的工作頻率及其具體功能(即級間與主電源去耦)。下圖所示為一個示例。 圖9. 如果元件有多個電源連接，電源布線可采用星型配置 相對于連接至相同電源網絡的所有引腳串聯的配置，“星”型配置避免了長接地回路。長接地回路將引起寄生電感，會造成意外的反饋環路。電源去耦的關鍵考慮事項是必須將直流電源連接在電氣上定義為交流地。? (mbbeetchina)