CN0335 EVAL-CN0335-PMDZ板包含要評估的電路(如本筆記所述)，SDP評估板與CN0335評估軟件配合使用，以捕獲來自EVAL-CN0335-PMDZ電路板的數據。本電路采用EVAL-CN0335-PMDZ電路板、SDP-PMD-IB1Z和EVAL-SDP-CB1Z系統演示平臺(SDP)評估板。轉接板SDP-PMD-IB1Z和SDP板EVAL-SDP-CB1Z采用120引腳對接連接器。轉接板和EVAL-CN0335-PMDZ板采用12引腳Pmod對接連接器，可快速進行設置和評估電路性能。 設備要求 帶USB端口的Windows? XP、Windows Vista?(32位)或Windows? 7/8(64位或32位)PC EVAL-CN0335-PMDZ電路評估板 EVAL-SDP-CB1Z SDP評估板 SDP-PMD-IB1Z轉接板 CN0335評估軟件 精密電壓源 將CN0335評估軟件光盤放進PC的光盤驅動器，加載評估軟件。也可以從CN0335評估軟件中下載最新版的評估軟件。打開“我的電腦”，找到包含評估軟件光盤的驅動器，打開setup.exe。按照屏幕上的提示完成安裝。建議將所有軟件安裝在默認位置。 功能框圖 圖5所示為測試設置的功能框圖。 ? 設置 通過直流管式插孔將EVAL-CFTL-6V-PWRZ(+6 V直流電源)連接到SDP-PMD-IB1Z轉接板。 . 通過120引腳ConA連接器將SDP-PMD-IB1Z(轉接板)連接到EVAL-SDP-CB1Z SDP板。 通過USB電纜將EVAL-SDP-CB1Z(SDP板)連接到PC。 通過端子板J2將電壓源(電壓生成器)連接到EVALCN0335-PMDZ評估板 測試 啟動評估軟件。如果“設備管理器”中出現“Analog DevicesSystem Development Platform(ADI系統開發平臺)”驅動器，軟件便能與SDP板通信。一旦USB通信建立，就可以使用SDP板來發送、接收、捕捉來自EVAL-CN0335-PMDZ板的串行數據。可將各種輸入電壓值保存到電腦中。有關如何使用評估軟件來捕捉數據的詳細信息，請參閱CN0335軟件用戶指南。 EVAL-CN0335-PMDZ板照片如圖6所示。 ? ? ? 圖5. 測試設置功能框圖 ? ? ? 圖 6. EVAL-CN0335-PMDZ板的照片 < 經驗證，采用圖中所示的元件值，該電路能夠穩定地工作，并具有良好的精度。可在該配置中采用其他精密運算放大器和其他ADC，以將±10V輸入電壓范圍轉換成數字輸出，用于本電路的各種其他應用中。 ? 可依據“電路設計”部分的等式，針對±10 V輸入電壓范圍以外進行設計，如圖1所示。表2顯示針對某些標準電壓范圍計算電阻。 ? 表2. 標準電壓范圍元件值 范圍(V)? k? R4 (kΩ) R5 (kΩ) R6 (kΩ) ?±5 ?1.2 ?40.87 ?18.8 ?20 ?±2 ?2 ?32.174 ?37 ?20 ?±1 ?4 ?40.87 ?94 ?20 ?0 至 1 ?4 ?14.435 ?830 ?20 ?0 至 2 ?2 ?14.087 ?405 ?20 ?0 至 2.5 ?2 ?22.609 ?520 ?20 ?0 至 5 ?2 ?65.217 ?750 ?20 ?0 至 10 ?1 ?63.478 ?365 ?20 ?0 至 24 ?1 ?90.174 ?216 ?10 ? 在下限為零且上限高于基準電壓時，轉換不需增益(k = 1)，并且可簡化電路。圖4顯示輸入范圍為0 V至10 V的一個例子。 ? ? ? 圖4. 0 V至10 V隔離式單電源模數轉換(未顯示所有連接和去耦) AD7091與AD7091R類似，但沒有基準電壓輸出，而且輸入范圍等于電源電壓。AD7091可與2.5 V ADR391基準電壓源配合使用。ADR391 不需要緩沖，因此可在電路中使用一個AD8605。 ADR391是一款精密2.5 V帶隙基準電壓源，具有低功耗、高精度(溫度漂移為9 ppm/°C)等特性，采用微型TSOT封裝。 AD8608是AD8605的四通道版本，在需要額外的精密運算放大器時，可以替代AD8606。 AD8601、AD8602和AD8604分別為單通道、雙通道和四通道軌到軌、輸入和輸出、單電源放大器，具有超低失調電壓和寬信號帶寬等特性，可以替代AD8605、AD8606和AD8608。 AD7457是一款12位、100 kSPS、低功耗SAR ADC，在不需要300 kSPS吞吐速率的情況下，可以與ADR391基準電壓源相配合，用于代替AD7091R。 該電路由一個輸入信號調理級、一個ADC級和一個輸出隔離級構成。±10 V輸入信號由U1A運算放大器進行電平轉換和衰減，該運算放大器是雙通道AD8606的一半. 該運算放大器的輸出為0.1 V至2.4 V，與ADC的輸入范圍相匹配(0 V至2.5 V)，裕量為100 mV用于維持線性度。來自ADC的緩沖基準電壓(VREF =2.5 V)用于生成所需失調。可以修改電阻值，以適應本電路筆記后面部分所述的其他常用輸入范圍。 該電路設計支持單電源供電。AD8606的最小額定輸出電壓為50 mV(2.7 V電源)和290 mV(5 V電源)，負載電流為10 mA，溫度范圍為?40°C至+125°C。在3.3 V電源、負載電流低于1 mA、溫度范圍更窄的情況下，保守估計最小輸出電壓為45 mV至60 mV。 考慮到器件的容差，最小輸出電壓(范圍下限)設為100 mV，以提供安全裕量。 輸出范圍的上限設為2.4 V，以便為ADC輸入端的正擺幅提供100 mV的裕量。 因此，輸入運算放大器的標稱輸出電壓范圍為0.1 V至2.4 V。 AD8606 (U1B)的另一半用于緩沖AD7091R(U3) ADC的內部2.5 V基準電壓。 本應用中選用AD8606的原因是該器件具有低失調電壓(最大值65μV)、低偏置電流(最大值1 pA)和低噪聲(最大值12 nV/√Hz)等特性。在3.3V電源下，功耗僅為9.2 mW。 運算放大器的輸出級后接一個單極點RC濾波器(R3/C9)，用于降低帶外噪聲。RC濾波器的截止頻率設為664 kHz。可添加一個可選二階濾波器(R4、C10和R1、R2、C11)，以便在出現低頻工業噪聲的情況下，進一步降低濾波器截止頻率。在這類情況下，由于信號帶寬較小，因此可以降低AD7091R的采樣速率。 選擇AD7091R12位1 MSPS SAR ADC是因為其在3.3 V (1.2 mW)下的功耗超低，僅為349 A，顯著低于當前市場上競爭對手的任何ADC。AD7091R還內置一個2.5 V的基準電壓源，其典型漂移為±4.5 ppm/oC。輸入帶寬為7.5 MHz，且高速串行接口兼容SPI。AD7091R采用小型10引腳MSOP封裝。 采用3.3 V電源供電時，該電路的總功耗(不包括ADuM5401隔離器)約為10.4 mW。 電流隔離由四通道數字隔離器ADuM5401(C級)提供。除了隔離輸出數據以外，ADuM5401還為該電路提供隔離3.3 V電源。除非需要隔離，否則電路正常運行時并不需要ADuM5401。ADuM5401四通道2.5 kV隔離器集成DC/DC轉換器，采用小型16引腳SOIC封裝。ADuM5401在7 MHz時鐘頻率下的功耗約為140mW。 AD7091R需要50 MHz的串行時鐘(SCLK)，方能實現1 MSPS的采樣速率。然而，ADuM5401(C級)隔離器的最大數據速率為25 Mbps，對應的最大串行時鐘頻率為12.5 MHz。另外，SPI端口要求，SCLK的后沿將輸出數據驅動至處理器，因此，ADuM5401的總雙向傳播遲(最大值120 ns)將時鐘上限限制在1/120 ns = 8.3 MHz。 盡管AD7091R是一款12位ADC，但串行數據同樣被格式化為16位字，以便與處理器串行端口要求相兼容。因此，采樣周期TS包括AD7091R650 ns的轉換時間加上58 ns(數據手冊要求的額外時間，t1延遲+ tQUIET延遲)，再加上用于SPI接口數據傳輸的16個時鐘周期。 TS = 650 ns + 58 ns + 16 × 120 ns = 2628 ns fS = 1/TS = 1/2628 ns = 380 kSPS 為了提供安全裕量，建議將SCLK和采樣速率的最大值分別設為7 MHz和300 kSPS。數字SPI接口可以用12引腳且兼容Pmod的連接器(Digilent Pmod規格)連接到微處理器評估板。 電路設計 圖2所示電路可將?10 V至+10 V輸入信號衰減及電平轉換為0.1 V至2.4 V的ADC輸入范圍。 ? ? ? 圖2. 輸入電壓信號調理電路 ? 傳遞函數通過疊加原理求得： ? 增益、輸出失調和電阻值的計算 若輸入電壓范圍為±10 V，則計算如下。 ? 在實際電路中，為電阻R4和R5選擇了最接近現有標準的電阻值。所選值為R4 = 52.3 k?，R5 = 12 k?。注意，R1 = R4，R2 = R5。 如果仔細選擇這些值，因使用替代標準值電阻導致的總誤差可降至幾個百分點以下。然而，應通過等式1來重新計算U1A運算放大器在±10 V輸入下的輸出，以確保維持所需裕量。 這類電路的絕對精度主要取決于電阻，因此，需要進行增益和失調校準，以消除因替代標準值電阻和電阻容差導致的誤差。 計算不同輸入范圍的電阻 對于±10 V以外的輸入范圍，可完成下列計算步驟。 ? 用等式2中定義的數值替換等式17和等式18中的R和R0，并求解兩個等式，得出R4/R6比值。 選擇電阻R6的值。通過R4/R6比值算出R4。得到R4和R6數值，通過等式2和R4/R6比值計算R5。通過等式16計算R2和R1。可適當選擇R1 = R4并計算R2。 電阻溫度系數對總誤差的影響 響公式1表明，輸出電壓與以下五個電阻相關：R1、R2、R4、R5和R6。TP1處的滿量程輸出電壓對這五個電阻中每個阻值的微小變化敏感，其靈敏度通過仿真程序計算。電路的輸入電壓為+10 V。計算得到的各靈敏度為SR1 = 0.19，SR2 = 0.19，SR4 = 0.39，SR5 = 0.11, SR6 = 0.50。假設各溫度系數以和方根(rss)方式組合，則采用100 ppm/°C電阻時，總滿量程漂移約為： 滿量程漂移 = =100 ppm/°C √(SR12 + SR22 + SR42 + SR52 + SR62) =100 ppm/°C √(0.192 + 0.192 + 0.392 + 0.112 + 0.502) = 69 ppm/°C 69 ppm/°C的滿量程漂移對應于0.0069% FSR/°C。使用25 ppm/°C電阻可將漂移誤差降低至0.25 × 69 ppm/°C = 17 ppm/°C，或者0.0017% FSR/°C。 有源元件溫度系數對總誤差的影響 AD8606運算放大器和AD7091RADC的直流失調由校準程序消除。 ADC AD7091R內置基準電壓源的失調漂移典型值為4.5 ppm/°C，最大值為25 ppm/°C。 AD8606運算放大器的失調漂移典型值為1 V/°C，最大值為4.5 V/°C。 U1A AD8606輸入導致的誤差以2.3 V輸出范圍為基準，因而為2 ppm/°C。U1B基準電壓緩沖器導致的誤差以2.5 V為基準，同樣約為2 ppm/°C。 總漂移誤差結如表1所概括。這些誤差不包括AD7091R的±1 LSB積分非線性誤差。 請注意，如果采用50 ppm/°C或100 ppm/°C電阻，則總漂移的最大來源是電阻漂移，有源元件產生的漂移可忽略。 ? 表1. 溫度漂移導致的誤差 誤差源 總誤差 電阻(1%, 100 ppm/°C) ±0.0069% FSR/°C AD7091R (?VVREF/?T = 25 ppm/°C) ±0.0025% FSR/°C AD8606, U1A (?VOS/?T= 4.5 μV/°C), 2? ppm/°C, Referenced to 2.3 V ±0.0002% FSR/°C AD8606, U1B (?VOS/?T= 4.5 μV/°C), 2? ppm/°C, Referenced to 2.5 V ±0.0002% FSR/°C 總FSR誤差溫度系數 (100 ppm/°C 電阻) ±0.0098% FSR/°C Total % FSR Error for ?T=±10°C (100 ppm/°C?電阻) ±0.098% FSR Total % FSR Error for ?T=±10°C (25 ppm/°C?電阻) ±0.046% FSR 兩點校準前后的測試數據 為了執行兩點校準，先向輸入端施加?10 V的電流，并將ADC輸出代碼記為Code_1。然后，向輸入端施加+10 V的電流，再將ADC輸出代碼記為Code_2。增益系數通過下式計算 ? ? 通過比較使用元件標稱值計算得到的理想傳遞函數和未校準實際電路傳遞函數，可以得到校準前的誤差。實測電路所用電阻的容差為±1%。測試結果不包括溫度變化。 圖3中所示為環境溫度下校準前后的百分比誤差(FSR)測試結果。如圖所示，校準前的最大誤差約為0.23% FSR。校準后，誤差降至±0.03% FSR，大致相當于ADC的1 LSB誤差。 ? ? ? 圖3. 室溫校準前后的電路測試誤差 PCB布局考慮 在任何注重精度的電路中，必須仔細考慮電路板上的電源和接地回路布局。PCB應盡可能隔離數字部分和模擬部分。該系統的PCB采用簡單的雙層板堆疊而成，但采用4層板可以得到更好的EMS性能。有關布局和接地的信息，請參見MT-031 指南；有關去耦技術的信息，請參見MT-101 指南。AD8606的電源應當用10 F和0.1 F電容去耦，以適當抑制噪聲并減小紋波。這些電容應盡可能靠近相應器件，0.1 F電容應具有低ESR值。對于所有高頻去耦，建議使用陶瓷電容。電源走線應盡可能寬，以提供低阻抗路徑，并減小電源線路上的毛刺效應。 ADuM5401isoPower集成式DC/DC轉換器要求在輸入和輸出電源引腳上進行電源旁路。請注意，引腳1與引腳2以及引腳15和引腳16之間需要低ESR旁路電容，這些電容應盡可能靠近芯片焊盤。為了抑制噪聲并降低紋波，至少需要并聯兩個電容。針對VDD1和VISO，推薦的電容值是0.1 ?F和10 ?F。較小的電容必須具有低ESR，建議使用陶瓷電容。低ESR電容末端到輸入電源引腳的走線總長不得超過2 mm。如果旁路電容的走線長度超過2 mm，可能會破壞數據。考慮在引腳1與引腳8及引腳9與引腳16之間實現旁路，除非兩個公共地引腳靠近封裝連在一起。有關更多信息，請參見ADuM5401數據手冊。 ? 有關完整文檔包，包括原理圖、電路板布局和物料清單(BOM)，請參考www.analog.com/CN0335-DesignSupport。 高電壓能力 這款PCB依據2500 V基本絕緣規范而設計。不建議進行2500 V以上的高電壓測試。在高電壓下使用該評估板時必須謹慎，而且不得依賴該PCB來實現安全功能，因為它未經過高電位測試(也稱為高壓測試或耐壓絕緣測試)，也未通過安全認證。 CN0335 12位、300 kSPS、單電源、完全隔離式數據采集系統，用于±10 V輸入 圖1所示電路是只采用了三個有源器件的完全隔離式12位、300 kSPS數據采集系統。 該系統采用3.3 V單電源供電，可處理±10 V輸入信號。室溫校準后，在±10°C溫度變化范圍內的總誤差不超過±0.1% FSR，是各種工業測量應用的理想之選。 該電路的小巧尺寸使得該組合成為業界領先的數據采集系統解決方案，在這種系統中精度、速度、成本和尺寸極為關鍵。數據和電源相互隔離，因而該電路具有出色的高電壓耐受性，同時還能有效避免惡劣工業環境下常見的接地環路干擾問題。 ? ? ? 圖1. ±10 V隔離式單電源數據采集系統(未顯示所有連接和去耦) CN0335 The circuit shown in Figure 1 is a completely isolated 12-bit, 300 kSPS data acquisition system utilizing only three active devices.

The s

• 工業級信號調理
• 單電源
• 完全隔離

(analog)