摘要：今天的高性能ASIC和微處理器可能會消耗高達150W的功率。對于1V至1.5V的電源電壓，這些器件所需的電流很容易超出100A。采用多相DC-DC轉換器為這些器件提供電力是更加可行的方案。

目前，已出現了可裁減的電源控制器，它允許設計者為特定的DC-DC轉換器選擇相數。可裁減架構允許幾個控制器并聯且同步工作。片上基于PLL的時鐘發生器使多個器件能夠同步工作。

多相拓撲

雖然單相buck調節器并沒有嚴格的功率限制，但是當負載電流上升至20A至30A以上時，多相轉換器將具備明顯的優勢。這些優勢包括：更低的輸入紋波電流，大幅度減少了輸入電容數量；由于等效倍增了輸出紋波頻率，輸出紋波電壓也降低了；由于損耗分布在更多元件中，元件的溫度也有所降低；并且外部元件的高度也降低了。

多相轉換器實質上是多路buck調節器并聯工作，它們的開關動作保持同步，相位偏離360/n度，其中n等于相數。轉換器的并聯使輸出調節變得稍微復雜了一點。這個問題很容易利用電流模式的控制IC解決，這種控制器除了調節輸出電壓外還調節每個電感中的電流。

輸入紋波電流

在選擇輸入電容時，設計者面臨的關鍵問題是輸入紋波電流的處理。多相拓撲的采用使輸入紋波電流大幅度降低了—每相的輸入電容只需處理更低幅度的輸入電流脈沖。另外，相位偏離也增加了電流波形的等效占空比， 因而產生更低的RMS紋波電流。表1列出的紋波電流值說明了紋波電流的降低和輸入電容的節省情況。

高k電介質的陶瓷電容能夠提供最高的紋波電流處理能力和最小的PCB占位面積。1812外形的陶瓷電容每個的額定紋波電流高達2A至3A。對于成本敏感的設計，電解電容是很好的選擇。

降低輸出紋波電壓

內核電源通常要求<2%的精度。對于一個1.2V電源，這相當于±25mV的輸出電壓窗口。一種被稱為有源電壓定位的技術可以充分利用這個輸出電壓窗口。輕載時，轉換器將輸出電壓調節到該窗口的中點以上，重載時，則將輸出電壓調節到窗口的中點以下。對于±25mV窗口，在輕載(重載)下將輸出調節在窗口的高端(低端)，那么整個輸出電壓窗口就可被用于響應上升(下降)的階躍負載。

大幅度的負載電流階躍要求電容具有極低的ESR以減小瞬態電壓，同時還要求電容具有足夠大的容量，以便負載向下跳變時吸收存儲在主電感中的能量。有機聚合物電容比鉭電容有更低的ESR。聚合物電容具有最低的ESR和最高的容量。陶瓷電容具有出色的高頻特性，但每個器件的容量只是鉭或聚合物電容的二分之一到四分之一。所以，通常來講陶瓷電容并不是輸出電容的最佳選擇。

低側MOSFET

一個12V到1.2V的轉換器要求低側MOSFET在90%的時間內導通；在此情況下傳導損耗遠高于開關損耗。由于這個原因，常常將二或三只MOSFET并聯使用。多個MOSFET并聯工作有效降低了RDS(ON)，因而降低了傳導損耗。當MOSFET被關閉時，電感電流繼續通過MOSFET的體二極管流通。在此條件下，MOSFET的漏極電壓基本上為零，大幅度降低了開關損耗。表1給出了幾種多相配置的損耗情況。注意低側MOSFET的總損耗隨著相數的增多而降低了，因而降低了MOSFET的溫升。

高側MOSFET

占空比為10%時，高側MOSFET的開關損耗遠大于傳導損耗。因為高側MOSFET只在很少的時間內導通，傳導損耗不太明顯。這樣，降低開關損耗比降低導通電阻更為重要。在開關過程中(tON和tOFF)，MOSFET需要承受一定的電壓和傳輸電流，這個電壓與電流的乘積決定了MOSFET的峰值功率損耗；因此開關時間越短功率損耗越小。在選擇高側MOSFET時，應選擇具有較低柵極電荷和柵-漏電容的器件，這兩項指標比低導通電阻更為重要。從表1可以看出，MOSFET的總損耗隨著相數的增多而降低。

電感的選擇

電感值決定了紋波電流的峰-峰值。紋波電流通常用最大直流輸出電流的百分比表示。對于大多數應用，可以選擇紋波電流為最大直流輸出的20%到40%。

內核電壓較低時，電感電流的衰減速度不如上升速度快。當負載降低時，輸出電容會被充入過量電荷，造成過壓現象。如果選用數值較小的電感(產生較大的紋波電流—接近40%)，則向輸出電容轉移的電感儲能較少，引起的浪涌電壓較低。

散熱設計

表1給出了使用不同相數時對于散熱要求的一個估計。在一個提供100LFM至200LFM的強制對流冷卻系統中，單相設計需要采用相當大的散熱器來獲得0.6°C/W的熱阻。而在四相設計中熱阻可以增大到2°C/W。這個熱阻無須散熱器和100LFM至200LFM的氣流就很容易實現。

表1. 采用不同相數設計的同步buck調節器及其重要參數對比，本例為12V到1.2V、100A buck調節器

	Number of Phases
	1	2	4	8
Current per phase	100A	50A	25A	12.5A
Input capacitor, 3A rated
Ripple current	31.6A	22A	15.8A	11.2A
Number required	11	8	6	4
H/S MOSFET
RMS ripple current	31.6A	15.8A	7.9A	3.9A
Package size	DPAK	DPAK	SO-8	SO-8
Number required	2	2 (1/ph)	8 (2/ph)	8 (1/ph)
Power dissipation (each)	22W	1.8W	0.32W	0.22W
Total power dissipation	4.4W	3.6W	2.5W	1.76W
L/S MOSFET
RMS ripple current (each)	94.8A	47.4A	23.7A	11.9A
Package Size	DPAK	DPAK	SO-8	SO-8
Number required	3	2 (1/ph)	8 (2/ph)	8 (1/ph)
Power dissipation (each)	6W	12W	1.4W	1W
Total power dissipation	18W	24W	11.2W	8W
COUT 470μF, 10m
Number required	7	7	7	7
VSS ripple	22mV	11mV	5mV	1mV
Heatsink capacity	0.6°C/W	1°C/W	2°C/W	4°C/W
Estimated efficiency	69	77	85	89

設計實例

圖1是用MAX5038配置成的一個四相DC-DC轉換器。MAX5038主控制器的遠端電壓檢測器(VSP至VSN引腳)檢測輸出電壓，并同時為主/從控制器的EAN輸入提供信號(DIFF)，以實現并聯工作。MAX5038主控制器還為另一個MAX5038從控制器提供一個時鐘輸出(CLKOUT)。將PHASE引腳浮空，使從控制器的內部時鐘與CLKIN信號產生90°相移。通過設置合適的增益，誤差放大器還可實現有源電壓定位功能。采用精密電阻設置增益可以確保精確的負載均衡。誤差放大器的輸出(EAOUT)決定了各相的負載電流。每個電流環在CLP1和CLP2引腳進行補償(未顯示)，經過適當補償，可以在大多數輸入和負載情況下提供非常穩定的輸出。


圖1. 采用兩片MAX5038的四相設計實例。主控制器執行電壓遙測功能和時鐘產生功能，從控制器擴展輸出電流并與主控制器同步工作。

結論

多相同步DC-DC轉換器能夠有效地驅動工作在1V至1.5V、消耗電流100A甚至更高的ASIC或處理器。它們解決了很多基本問題，包括電容器紋波電流，MOSFET功耗，瞬態響應，以及輸出電壓紋波等。