0 引言

　　隨著無(wú)線通信業(yè)務(wù)的高速發(fā)展，空中的無(wú)線電頻譜越來(lái)越擁擠，無(wú)線頻譜利用率越來(lái)越受到重視。經(jīng)典的二元偏移鍵控，頻譜利用率很低，其中綜合性能較好的2-PSK（BPSK），頻譜利用率也最多只有1 bps/Hz.雖然通過(guò)增加信號(hào)空間的星座點(diǎn)數(shù)可以提高頻譜利用率（如多電平的正交幅度相位調(diào)制M-QAM和多相移鍵控調(diào)制M-PSK），但處理起來(lái)較為復(fù)雜，所需的發(fā)射功率也要相應(yīng)增加。

　　與上述調(diào)制方式相比，不對(duì)稱二元偏移鍵控調(diào)制（Asymmetry Binary Shift Keying，ABSK）具有極大優(yōu)勢(shì)，其利用微小的波形差異來(lái)分別調(diào)制“0”、“1”碼元，使得調(diào)制信號(hào)能量集中在載頻處，信號(hào)帶寬大大縮減，符合工程意義上“超窄帶”的要求 。

　　同時(shí)，也正因?yàn)椤?”、“1”碼元的波形差異微小，給ABSK信號(hào)的解調(diào)帶來(lái)不小困難。經(jīng)典的濾波理論和常規(guī)的濾波器很難滿足要求，美國(guó)的H. R. Walker博士發(fā)明了所謂“零群時(shí)延”晶體帶通濾波器，雖然可實(shí)現(xiàn)ABSK信號(hào)的解調(diào)，但由于采用石英晶體實(shí)現(xiàn)，不僅可靠性、穩(wěn)定性、靈活性和一致性都很差，而且難以數(shù)字化集成。國(guó)內(nèi)發(fā)明專利“用于增強(qiáng)不對(duì)稱二元調(diào)制信號(hào)的沖擊濾波方法”突破零群時(shí)延石英晶體濾波器的技術(shù)本質(zhì)，用無(wú)限沖激響應(yīng)（IIR）數(shù)字濾波器技術(shù)加以實(shí)現(xiàn)，使ABSK高效調(diào)制技術(shù)走向?qū)嵱谩５錇V波輸出響應(yīng)往往存在較長(zhǎng)時(shí)段的起始振蕩，這造成傳輸時(shí)間以及發(fā)射能量的浪費(fèi)，對(duì)于電力線載波通信、猝發(fā)通信等要求極高傳輸效率的小數(shù)據(jù)包通信和對(duì)于能耗尤為在乎的無(wú)線傳感器網(wǎng)絡(luò)，不利影響非常突出。本文分析了起始振蕩產(chǎn)生的原因，提出了通過(guò)預(yù)先訓(xùn)練的方法使沖擊濾波器直接進(jìn)入穩(wěn)定狀態(tài)的改進(jìn)方案，無(wú)需改變?yōu)V波器的設(shè)計(jì)和結(jié)構(gòu)，消除了初始振蕩，仿真結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性。

　　1 不對(duì)稱的二元相移鍵控（ABSK）傳輸系統(tǒng)

　　ABSK調(diào)制定義如下：

　　式中：g0 （t） 和g1（t） 分別表示碼元“0”和“1”的調(diào)制波形;碼元周期T = 2π N ωc 持續(xù)了N ? 1 個(gè)載波周期，“1”碼元的調(diào)制時(shí)間長(zhǎng)度τ = 2πK ωc 持續(xù)了K 《 N 個(gè)載波周期，K 和N 均為整數(shù)以保證整周期調(diào)制。其中θ 和τ這兩個(gè)參數(shù)構(gòu)成改變信號(hào)帶寬、傳輸碼率和解調(diào)性能的調(diào)制指標(biāo)。

　　根據(jù)文獻(xiàn)對(duì)ABSK 調(diào)制的研究分析，ABSK 調(diào)制具有如下特點(diǎn)：頻帶利用率高，式（1）表明，ABSK 調(diào)制信號(hào)波形除在數(shù)據(jù)“1”的起始處有短時(shí)的相位及幅度的變化外，其余都是連續(xù)的正弦波，其能量集中在載頻fc處，頻譜利用率高;抗干擾能力強(qiáng);復(fù)雜度低，可數(shù)字化實(shí)現(xiàn)，這是該類調(diào)制能實(shí)現(xiàn)產(chǎn)業(yè)化應(yīng)用的基礎(chǔ);適應(yīng)面廣，調(diào)制參數(shù)θ 和調(diào)制占空比τ T 的改變，均可控制調(diào)制信號(hào)的帶寬和傳輸碼率，在同樣的發(fā)射功率下得到不同的傳輸性能，以適應(yīng)不同的信道環(huán)境。

　　基于以上特點(diǎn)，ABSK 信號(hào)的應(yīng)用越來(lái)越受到重視。目前常用于ABSK信號(hào)解調(diào)的無(wú)限沖激響應(yīng)（IIR）數(shù)字濾波器，由一對(duì)共軛零點(diǎn)和至少兩對(duì)共軛極點(diǎn)構(gòu)成，信號(hào)載頻高于零點(diǎn)頻率但低于所有極點(diǎn)頻率，而零點(diǎn)頻率與極點(diǎn)頻率的靠近程度，至少要達(dá)到信號(hào)載頻的10-3量級(jí)。由此，該濾波器通過(guò)其通帶中心陡峭的陷波-選頻特性，可將ABSK 調(diào)制信號(hào)在碼元“1”處的相位變化信息轉(zhuǎn)換為明顯而強(qiáng)烈的寄生調(diào)幅沖擊，輸出信噪比得到顯著提升，但在碼元“0”處則無(wú)相應(yīng)的波形沖擊，如圖1 所示。接下來(lái)，再對(duì)濾波器輸出信號(hào)進(jìn)行幅度判決、位同步等常規(guī)處理，就可以簡(jiǎn)單實(shí)現(xiàn)ABSK 調(diào)制信號(hào)的解調(diào)。

　　2 基于穩(wěn)態(tài)的沖擊濾波器解調(diào)方案

　　2.1 起始振蕩及其產(chǎn)生原因

　　ABSK 調(diào)制信號(hào)的沖擊濾波響應(yīng)往往存在較長(zhǎng)時(shí)段的起始振蕩，式（1）中取fc = 10 MHz，A = B = 1，θ =π，K ∶N = 2∶40，圖2 給出了10 倍采樣頻率下的沖擊濾波器輸出響應(yīng)的包絡(luò)絕對(duì)值，圖中橫坐標(biāo)為時(shí)間，縱坐標(biāo)為幅度。圖中AD 段為振蕩期，在這段時(shí)間內(nèi)，各碼元間的沖擊幅度起伏極大，較難確定一個(gè)合適的門限以供判決。因此，實(shí)際通信中為確保可靠性常要丟棄這幾百個(gè)碼元。對(duì)于小數(shù)據(jù)包的猝發(fā)通信系統(tǒng)，這種傳輸時(shí)間和能量的浪費(fèi)尤其不可忽視。

　　為了消除沖擊濾波器的起始振蕩，先對(duì)起始振蕩產(chǎn)生的原因進(jìn)行分析。數(shù)字沖擊濾波器的傳遞函數(shù)為：

　　由于沖擊濾波器的直接2型結(jié)構(gòu)比直接1型結(jié)構(gòu)更簡(jiǎn)單，這里采用直接2型結(jié)構(gòu)來(lái)分析，如圖3所示。圖中的“ z-1 ”為延時(shí)單元，在硬件中可用寄存器實(shí)現(xiàn)。

　　此時(shí)，沖擊濾波輸出為：

　　而實(shí)際通信系統(tǒng)必然都是因果的，因此w（ - 1），w（ - 2），w（ - 3），-，w（ - 2I） 這些值其實(shí)并不存在，習(xí)慣上將它們都取為0.隨著通信的開始，沖擊濾波器便利用實(shí)際接收到的ABSK信號(hào)進(jìn)行“自我調(diào)整”，以使其狀態(tài)逐漸“步入正軌”，慢慢接近穩(wěn)定濾波時(shí)所需的值，此時(shí)沖擊濾波器也逐漸進(jìn)入穩(wěn)態(tài)。正是這種沖擊濾波響應(yīng)從無(wú)到有、濾波器狀態(tài)從初始零狀態(tài)調(diào)整至穩(wěn)態(tài)的過(guò)程，形成了濾波響應(yīng)起始階段的振蕩期。