摘   要：零中頻(Zero IF)或直接變換(Direct-Conversion)接收機具有體積小、成本低和易于單片集成的特點，正成為射頻接收機中極具競爭力的一種結構。本文在介紹超外差(Super Heterodyne)結構與零中頻結構性能和特點的基礎上，重點分析零中頻結構存在的本振泄漏(LO Leakage)、偶次失真(Even-Order Distortion)、直流偏差(DC Offset)、閃爍噪聲(Flicker Noise)等問題，并給出零中頻接收機的設計方法和相關技術。

引言

近年來隨著無線通信技術的飛速發展，無線通信系統產品越來越普及，成為當今人類信息社會發展的重要組成部分。射頻接收機位于無線通信系統的最前端，其結構和性能直接影響著整個通信系統。優化設計結構和選擇合適的制造工藝，以提高系統的性能價格比，是射頻工程師追求的方向。由于零中頻接收機具有體積小、成本低和易于單片集成的特點，已成為射頻接收機中極具競爭力的一種結構，在無線通信領域中受到廣泛的關注。本文在介紹超外差結構和零中頻結構性能和特點的基礎上，分析零中頻結構可能存在的問題，并給出零中頻接收機的設計方法和相關技術。

超外差接收機

超外差(Super Heterodyne)體系結構自1917年由Armstrong發明以來，已被廣泛采用。圖1為超外差接收機結構框圖。在此結構中，由天線接收的射頻信號先經過射頻帶通濾波器(RF BPF)、低噪聲放大器(LNA)和鏡像干擾抑制濾波器(IR Filter)后，進行第一次下變頻，產生固定頻率的中頻(IF)信號。然后，中頻信號經過中頻帶通濾波器(IF BPF)將鄰近的頻道信號去除，再進行第二次下變頻得到所需的基帶信號。低噪聲放大器(LNA)前的射頻帶通濾波器衰減了帶外信號和鏡像干擾。第一次下變頻之前的鏡像干擾抑制濾波器用來抑制鏡像干擾，將其衰減到可接受的水平。使用可調的本地振蕩器(LO1)，全部頻譜被下變頻到一個固定的中頻。下變頻后的中頻帶通濾波器用來選擇信道，稱為信道選擇濾波器。此濾波器在確定接收機的選擇性和靈敏度方面起著非常重要的作用。第二下變頻是正交的，以產生同相(I)和正交(Q)兩路基帶信號。

超外差體系結構被認為是最可靠的接收機拓撲結構，因為通過適當地選擇中頻和濾波器可以獲得極佳的選擇性和靈敏度。由于有多個變頻級，直流偏差和本振泄漏問題不會影響接收機的性能。但鏡像干擾抑制濾波器和信道選擇濾波器均為高Q值帶通濾波器，它們只能在片外實現，從而增大了接收機的成本和尺寸。目前，要利用集成電路制造工藝將這兩個濾波器與其它射頻電路一起集成在一塊芯片上存在很大的困難。因此，超外差接收機的單片集成因受到工藝技術方面的限制而難以實現。

零中頻接收機

由于零中頻接收機不需要片外高Q值帶通濾波器，可以實現單片集成，而受到廣泛的重視。圖2為零中頻接收機結構框圖。其結構較超外差接收機簡單許多。接收到的射頻信號經濾波器和低噪聲放大器放大后，與互為正交的兩路本振信號混頻，分別產生同相和正交兩路基帶信號。由于本振信號頻率與射頻信號頻率相同，因此混頻后直接產生基帶信號，而信道選擇和增益調整在基帶上進行，由芯片上的低通濾波器和可變增益放大器完成。

零中頻接收機最吸引人之處在于下變頻過程中不需經過中頻，且鏡像頻率即是射頻信號本身，不存在鏡像頻率干擾，原超外差結構中的鏡像抑制濾波器及中頻濾波器均可省略。這樣一方面取消了外部元件，有利于系統的單片集成，降低成本。另一方面系統所需的電路模塊及外部節點數減少，降低了接收機所需的功耗并減少射頻信號受外部干擾的機會。

不過零中頻結構存在著直流偏差、本振泄漏和閃爍噪聲等問題。因此有效地解決這些問題是保證零中頻結構正確實現的前提。

本振泄漏(LO Leakage)

零中頻結構的本振頻率與信號頻率相同，如果混頻器的本振口與射頻口之間的隔離性能不好，本振信號就很容易從混頻器的射頻口輸出，再通過低噪聲放大器泄漏到天線，輻射到空間，形成對鄰道的干擾，圖3給出了本振泄漏示意圖。本振泄漏在超外差式接收機中不容易發生，因為本振頻率和信號頻率相差很大，一般本振頻率都落在前級濾波器的頻帶以外。

偶次失真(Even-Order Distortion)

典型的射頻接收機僅對奇次互調的影響較為敏感。在零中頻結構中，偶次互調失真同樣會給接收機帶來問題。如圖4所示，假設在所需信道的附近存在兩個很強的干擾信號，LNA存在偶次失真，其特性為y(t)=a1x(t)+a2x2(t)。若x(t)=A1cosw1t+A2cosw2t，則y(t)中包含a2A1A2cos(w1-w2)t項，這表明兩個高頻干擾經過含有偶次失真的LNA將產生一個低頻干擾信號。若混頻器是理想的，此信號與本振信號coswLOt混頻后，將被搬移到高頻，對接收機沒有影響。然而實際的混頻器并非理想， RF口與IF口的隔離有限，干擾信號將由混頻器的RF口直通進入IF口，對基帶信號造成干擾。

偶次失真的另一種表現形式是，射頻信號的二次諧波與本振輸出的二次諧波混頻后，被下變頻到基帶上，與基帶信號重疊，造成干擾，變換過程如圖5所示。

這里我們僅考慮了LNA的偶次失真。在實際中，混頻器RF端口會遇到同樣問題，應引起足夠的重視。因為加在混頻器RF端口上的信號是經LNA放大后的射頻信號，該端口是射頻通路中信號幅度最強的地方，所以混頻器的偶次非線性會在輸出端產生嚴重的失真。

偶次失真的解決方法是在低噪放和混頻器中使用全差分結構以抵消偶次失真。

直流偏差(DC Offset)

直流偏差是零中頻方案特有的一種干擾，它是由自混頻(Self-Mixing)引起的。泄漏的本振信號可以分別從低噪放的輸出端、濾波器的輸出端及天線端反射回來，或泄漏的信號由天線接收下來，進入混頻器的射頻口。它和本振口進入的本振信號相混頻，差拍頻率為零，即為直流，如圖6(a)所示。同樣，進入低噪放的強干擾信號也會由于混頻器的各端口隔離性能不好而漏入本振口，反過來和射頻口來的強干擾相混頻，差頻為直流，如圖6(b)所示。

這些直流信號將疊加在基帶信號上，并對基帶信號構成干擾，被稱為直流偏差。直流偏差往往比射頻前端的噪聲還要大，使信噪比變差，同時大的直流偏差可能使混頻器后的各級放大器飽和，無法放大有用信號。

經過上述分析，我們可以來估算自混頻引起的直流偏差。假設在圖6(a)中，由天線至X點的總增益約為100 dB，本振信號的峰峰值為0.63 V(在50 Ω中為0 dBm)，在耦合到A點時信號被衰減了60 dB。如果低噪放和混頻器的總增益為30 dB，則混頻器輸出端將產生大約7 mV的直流偏差。而在這一點上的有用信號電平可以小到30 μVrms。因此，如果直流偏差被剩余的70 dB增益直接放大，放大器將進入飽和狀態，失去對有用信號的放大功能。

當自混頻隨時間發生變化時，直流偏差問題將變得十分復雜。這種情況可在下面的條件下發生：當泄漏到天線的本振信號經天線發射出去后又從運動的物體反射回來被天線接收，通過低噪放進入混頻器，經混頻產生的直流偏差將是時變的。

由上述討論可知，如何消除直流偏差是設計零中頻接收機時要重點考慮的內容。

交流耦合(AC Coupling)

將下變頻后的基帶信號用電容隔直流的方法耦合到基帶放大器，以此消除直流偏差的干擾。對于直流附近集中了比較大能量的基帶信號，這種方法會增加誤碼率，不宜采用。因此減少直流偏差干擾的有效方法是將欲發射的基帶信號進行適當的編碼并選擇合適的調制方式，以減少基帶信號在直流附近的能量。此時可以用交流耦合的方法來消除直流偏差而不損失直流能量。缺點是要用到大電容，增大了芯片的面積。

諧波混頻(Harmonic Mixing)

諧波混頻器的工作原理如圖7所示。本振信號頻率選為射頻信號頻率的一半，混頻器使用本振信號的二次諧波與輸入射頻信號進行混頻。由本振泄漏引起的自混頻將產生一個與本振信號同頻率的交流信號，但不產生直流分量，從而有效地抑制了直流偏差。

圖8給出一個CMOS諧波混頻器，本振信號的二次諧波可通過CMOS晶體管固有的平方律特性得到。晶體管M3和M4組成的電路將差分本振電壓Vlo+和Vlo-轉換為具有二次諧波的時變電流，本振信號的基頻和奇次諧波在漏極連接處被抵消，產生諧波混頻器所需的本振信號的二次諧波電流，實現諧波混頻。

閃爍噪聲(Flicker Noise)

有源器件內的閃爍噪聲又稱為噪聲，其大小隨著頻率的降低而增加，主要集中在低頻段。與雙極性晶體管相比，場效應晶體管的噪聲要大得多。閃爍噪聲對搬移到零中頻的基帶信號產生干擾，降低信噪比。通常零中頻接收機的大部分增益放在基帶級，射頻前端部分的低噪放與混頻器的典型增益大約為30 dB。因此有用信號經下變頻后的幅度僅為幾十微伏，噪聲的影響十分嚴重。因此，零中頻結構中的混頻器不僅設計成有一定的增益，而且設計時應盡量減小混頻器的噪聲。

圖8所示的諧波混頻器中晶體管M1和M2由射頻差分信號Vrf+和Vrf-驅動，M1和M2是噪聲的主要來源，注入電流Io的作用是減少晶體管M1和M2中的電流，從而減小噪聲。

I/Q失配(I/Q Mismatch)

采用零中頻方案進行數字通信時，如果同相和正交兩支路不一致，例如混頻器的增益不同，兩個本振信號相位差不是嚴格的90o，會引起基帶I/Q信號的變化，即產生I/Q失配問題。以前I/Q失配問題是數字設計時的主要障礙，隨著集成度的提高，I/Q失配雖已得到相應改善，但設計時仍應引起足夠的重視。

結語

本文討論了超外差和零中頻兩種結構的特點，分析了零中頻結構存在的本振泄漏、偶次失真、直流偏差、閃爍噪聲等問題產生的原因，并給出了零中頻接收機的設計方法和相關技術。■

參考文獻：

1． Behzad Razavi,“Design Considerations for Direct-Conversion Receivers’, IEEE Transactions on Circuits and Systems-II: Analog and Digital Signal Processing, Vol. 44, No. 6, June 1997.

2． Asad A. Abidi,‘Direct-Conversion Radio Transceivers for Digital Communications’, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 30, No. 12, Dec. 1995.

3． Zhaofeng Zhang, Zhiheng Chen, Jack Lau, ‘A 900MHz CMOS Balanced Harmonic Mixer for Direct Conversion Receivers’, IEEE 2000.

圖1 超外差接收機結構框圖

圖2 零中頻接收機結構框圖

圖3 零中頻本振泄漏示意圖

圖4 強干擾信號在偶次失真下產生的干擾

圖5 射頻信號在偶次失真下產生的干擾

圖6 (a)本振泄漏自混頻 (b)干擾自混頻

圖7 諧波混頻路工作原理