關(guān)鍵詞：功率放大器 匹配 增益

數(shù)字電視地面廣播技術(shù)采用數(shù)字壓縮技術(shù)，在同樣清晰度和音質(zhì)情況下，用戶可以接收的節(jié)目數(shù)量提高４～６倍。同一信道中，可同時傳輸附加數(shù)據(jù)和其他信息，且抗干擾能力強，覆蓋區(qū)域內(nèi)近場和遠場的接收效果幾乎相同，因此，數(shù)字電視受到了廣泛的關(guān)注。

歐美一些國家對數(shù)字電視技術(shù)的研究較為深入，已研制出了性能完善的數(shù)字電視信號發(fā)射機。我國數(shù)字電視技術(shù)的研究起步相對較晚，還處在實驗階段。為降低成本，數(shù)字電視發(fā)射機的國產(chǎn)化是我國廣播電視行業(yè)發(fā)展的必然趨勢。

    功率放大器是數(shù)字電視發(fā)射機中的重要組成部分。通常情況下，數(shù)字電視發(fā)射機中的信號經(jīng)ＣＯＦＤＭ方式調(diào)制后輸出中頻模擬信號，通過上變頻送入放大部分。該調(diào)制方式包括ＩＦＦＴ（８Ｍ）和ＩＦＦＴ（２Ｍ）兩種模式，分別由６８１７和１７０５個載波組成。每個載波之間的頻率間隔非常近，所以交調(diào)信號很容易落在頻帶內(nèi)，引起交調(diào)失真。數(shù)字電視的發(fā)射機較傳統(tǒng)類型，在線性度、穩(wěn)定性等方面有著更高的要求。對發(fā)射機中的功率放大器要求必須工作在較高的線性狀態(tài)下，增益穩(wěn)定。

發(fā)射系統(tǒng)的放大部分分為激勵和主放大電路。其中激勵部分為寬帶功率放大器，為確保地面數(shù)字電視傳輸?shù)恼７€(wěn)定，需要具有良好的穩(wěn)定性和可靠性，其工作頻段在４７０ＭＨｚ～８６０ＭＨｚ，工作狀態(tài)為ＡＢ類；要求增益大于１０ｄＢ，交調(diào)抑制小于－３５ｄＢ，噪聲功率密度大于１３０ｄＢｃ／Ｈｚ。本文采用最新的ＬＤＭＯＳ ＦＥＴ器件，及平衡放大電路結(jié)構(gòu)?熏設計數(shù)字電視發(fā)射機中的驅(qū)動級功率放大器，經(jīng)過優(yōu)化和調(diào)試，滿足系統(tǒng)要求。

圖2 輸入匹配網(wǎng)絡拓撲圖

１ 功率放大器設計

１．１功率放大器的放大芯片選型

本文采用摩托羅拉ＬＤＭＯＳ ＦＥＴ器件ＭＲＦ３７３作為功放的放大芯片。該芯片在線性、增益和輸出能力上相對于ＢＪＴ器件有較大的提升，使發(fā)射機的可靠性和可維護性大大提高。與傳統(tǒng)的分米波雙極型功放管相比，ＬＤＭＯＳ ＦＥＴ具有以下顯著優(yōu)點：

·可以在高駐波比（ＶＳＷＲ＝１０：１）情況下工作；

·增益高（典型值１３ｄＢ）；

·飽和曲線平滑，有利于模擬和數(shù)字電視射頻信號放大；

·可以承受大的過驅(qū)動功率，特別適用于ＤＶＢ－Ｔ中ＣＯＦＤＭ調(diào)制的多載波信號；

·偏置電路簡單，無需復雜的帶正溫度補償?shù)挠性吹妥杩蛊秒娐贰?br />
圖3 輸出匹配網(wǎng)絡拓撲圖

    ＬＤＭＯＳ制造工藝結(jié)合了ＢＰＴ和砷化鎵工藝。與標準ＭＯＳ工藝不同的是，在器件封裝上，ＬＤＭＯＳ沒有采用ＢｅＯ氧化鈹隔離層，而是直接硬接在襯底上，導熱性能得到改善，提高了器件的耐高溫性，大大延長了器件壽命。由于ＬＤＭＯＳ管的負溫效應，其漏電流在受熱時自動均流，而不會象雙極型管的正溫度效應在收集極電流局部形成熱點，從而管子不易損壞。所以ＬＤＭＯＳ管大大加強了負載失配和過激勵的承受能力。同樣由于ＬＤＭＯＳ管的自動均流作用，其輸入－輸出特性曲線在１ｄＢ壓縮點（大信號運用的飽和區(qū)段）下彎較緩，所以動態(tài)范圍變寬，有利于模擬和數(shù)字電視射頻信號放大。ＬＤＭＯＳ在小信號放大時近似線性，幾乎沒有交調(diào)失真，很大程度簡化了校正電路。ＭＯＳ器件的直流柵極電流幾乎為零，偏置電路簡單，無需復雜的帶正溫度補償?shù)挠性吹妥杩蛊秒娐贰?img align="right" border="0" height="355" hspace="1" src="/article/UploadPic/2006-3/2006311132620467.gif" vspace="1" width="325" />

１．２ 電路結(jié)構(gòu)選擇及比較

小信號Ｓ參數(shù)可以用于甲類放大器的設計，也就是要求信號的放大基本限制在晶體管的線性區(qū)域。然而，涉及到大功率放大器時，由于放大器工作在非線性區(qū)，所以小信號通常近似無效。此時必須求得晶體管的大信號Ｓ參數(shù)或阻抗，以得到合理的設計效果。

一般說來，甲類工作狀態(tài)失真系數(shù)最小，具有良好的線性度。但是在大功率應用情況下，由于甲類工作狀態(tài)的效率低（５０％）而不適用。采用甲乙類推挽放大器的電路形式，可以得到與甲類放大器相近的線性指標。

推挽電路形式由兩個獨立且無任何內(nèi)部連接的單管放大器構(gòu)成，通過兩個巴倫進行功率的矢量分配與合成。由于巴倫本身具有變阻的特點，因此大大降低了變阻比帶來的阻抗匹配的困難，且巴倫對于偶次諧波具有很好的抑制作用。但是由于巴倫兩邊間隔過小，兩路相互影響較大，所以應用巴倫結(jié)構(gòu)的放大器穩(wěn)定性較差，且該電路的輸入和輸出駐波比較差。

本文采用平衡放大器的形式，結(jié)構(gòu)如圖１所示。其工作原理與巴倫結(jié)構(gòu)的電路相似，但是由于３ｄＢ電橋的應用，使得兩路射頻信號之間隔離較好，有利于兩個端口的匹配。相對于單管放大器結(jié)構(gòu)，其優(yōu)點如表１。

表1 平衡放大器與單管放大器特性比較

１．３ 匹配網(wǎng)絡設計

由于ＭＲＦ３７３沒有提供內(nèi)匹配，所以要在放大電路中構(gòu)建匹配網(wǎng)絡。數(shù)字電視反射系統(tǒng)中的放大電路工作在４７０ＭＨｚ～８６０ＭＨｚ，需要在寬頻帶范圍內(nèi)實現(xiàn)阻抗匹配。寬帶放大器匹配電路設計的基本思想是：在放大器的輸入輸出及級間都采用電抗匹配網(wǎng)絡進行多級阻抗變換。該網(wǎng)絡只起匹配作用，不額外損耗功率，可以保證最大的傳輸系數(shù)，對器件特性起均衡作用，并可以滿足系統(tǒng)所需要的帶寬要求。

使用器件的ＩＶ曲線或者通過輸出功率、工作電壓等參數(shù)可以確定負載ＲＬ。為使輸出功率最大，用ＲＬ表示器件的內(nèi)部漏極負載，以此作為輸出匹配電路的目標。如果一個網(wǎng)絡對一個復阻抗有最佳匹配，則網(wǎng)絡的輸出阻抗等于負載阻抗的復數(shù)共軛值。現(xiàn)在的負載阻抗是純實數(shù)ＲＬ，所以最佳輸出匹配電路反映到器件漏極負載的阻抗是ＲＬ的復數(shù)共軛值，即：

ＲＬ＝（ＶＤＤ－ＶＤＳ（ｓａｔ））２／２Ｐ

其中ＶＤＤ是工作電壓，ＶＤＳ（ｓａｔ）是拐點電壓，Ｐ是輸出功率。

根據(jù)上式可以算出，ＭＲＦ３７３的ＲＬ大約為６Ω。

本文中的放大電路采用分離元件和分布參數(shù)元件混合使用的方法。由于電感比電容有更高的熱損耗，所以在此類電路中通常避免使用電感，而使用高阻抗的傳輸線代替。混合類型的匹配網(wǎng)絡通常包括幾段串連的傳輸線以及間隔配置的并聯(lián)電容。該放大器的輸入匹配部分采用了四節(jié)連阻抗變換，輸出匹配采用五節(jié)連阻抗變換的混合電路形式。輸入、輸出匹配網(wǎng)絡拓撲圖如圖２、圖３所示。

２ 電路優(yōu)化與仿真結(jié)果

由于數(shù)字電視發(fā)射系統(tǒng)要求放大電路必須工作在線性放大狀態(tài)，可以用小信號Ｓ參數(shù)法分析。借助器件廠商提供的小信號Ｓ參數(shù)文件，可以用ＡＤＳ對整個電路進行小信號Ｓ參數(shù)仿真，得到小信號增益、端口匹配、隔離及穩(wěn)定因子Ｋ。表２為ＭＲＦ３７３在（Ｖｃｅ＝２６Ｖ、Ｉｃ＝５００ｍＡ）下的Ｓ參數(shù)。

表2 MRF373在（Vce=26V Ic=500mA）下的S參數(shù)

用ＡＤＳ進行電路仿真并不能達到設計要求，需在此基礎上進行電路優(yōu)化。當只有小信號Ｓ參數(shù)作為模型來設計功率放大器時，電路優(yōu)化的步驟一般為：首先盡可能以ＲＬ（相對最大輸出功率的負載電阻）匹配為目標，優(yōu)化和確定輸出匹配電路元件值；然后再優(yōu)化輸入匹配電路的元件值，改善增益和輸入匹配電路。需要注意的是：在優(yōu)化前，必須得到盡可能完整的輸出電路模型，然后在工作頻率下對其優(yōu)化，達到與ＲＬ的最佳匹配。圖４為放大電路的仿真結(jié)果，圖５為電路最終優(yōu)化結(jié)果。

３ 測試結(jié)果

經(jīng)過大量實驗和反復調(diào)試，實測結(jié)果如圖６所示。該驅(qū)動級放大器工作于線性狀態(tài)。由圖６增益曲線圖可知，整個頻帶內(nèi)增益平坦，為１２ｄＢ左右，與仿真結(jié)果大致一樣。回波損耗小于１５ｄＢ，帶內(nèi)駐波比小于１．３。輸入功率２瓦時，用功率計測得輸出功率２５Ｗ，信號幅度穩(wěn)定，其交調(diào)抑制小于－３５ｄＢ。各項指標滿足系統(tǒng)要求，與國外同類數(shù)字電視發(fā)射機中放大器的指標接近，成本大大降低，為今后數(shù)字電視發(fā)射機的國產(chǎn)化研制奠定了基礎。