基本原理

　　所有的通信系統都包括一個發射器(TX)、一個接收器(RX)和傳輸介質(圖1)。TX和RX使兼容于傳輸介質的信息信號得以傳輸，其中可能涉及到調制。一些系統采用某種形式的編碼來提高可靠性。將本文中討論的信息視為不歸零(NRZ)二進制數據。而傳輸介質可能是諸如非屏蔽雙絞線(UTP)或同軸電纜那樣的銅電纜，光纜，或者是用于無線通信的無障空間。在所有情況下，信號都將被介質極大地削弱并疊加上噪聲。噪聲(而非衰減)通常決定著一種通訊介質是否可靠。

　　圖1：編碼在一個通信系統的簡化模式中是可選的，但一些系統要求調制。噪聲在很大程度上決定了傳輸范圍和可靠性。

　　通信可分為兩大類：基帶或寬帶。所謂基帶傳輸是數據直接通過介質本身傳輸，如通過RS-485或I2C鏈路傳送串行數字數據。最初的10Mbps以太網就是基帶通信。寬帶傳輸意味著采用調制(在某些情況下是復用)技術。有線電視和DSL也許是最好的寬帶通信例子，蜂窩數據也屬于寬帶。

　　通信還有同步或異步兩種模式。同步數據(如SONET光纖通信中的數據)被計時，而異步方式使用啟動和停止位，RS-232及其它一些技術中采用的就是異步方式。

　　此外，通信鏈路還分為單工、半雙工或全雙工。單工鏈路指的是單向通信，廣播就是個簡單例子。雙工是指雙向通信。半雙工是將同一條信道交替作為發送和接收信道。全雙工意味著同時(或至少是并發)發送和接收，例如電話。

　　拓撲同樣是通信的基礎。點對點、一點對多點以及多點對一點都是常用拓撲。組網技術則包括總線、環狀和網狀網等幾種方式。不一定要求它們適用于所有傳輸介質。

　　數據速率與帶寬

　　數字通信串行發送各數據位，即一位接著一位。但是，你經常會見到使用多條串行路徑的情況，例如四對UTP CAT 5e/6電纜或并行光纜。多輸入多輸出(MIMO)無線技術也采用兩或多個并行位流。在任何情況下，基本數據傳輸速率(圖2)或容量C是位時間(t)的倒數：

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　　C = 1/t

　　C為信道容量或數據速率(以每秒內可傳輸的位數表示)，t為一個位間隔時間。代表速率的字符R也常被用來指代數據速率。一個位間隔時間為100ns的信號其數據速率是：

　　C = 1/100 × 10-9= 10Mbit/s

　　需多少帶寬(B)才能傳輸一個數據速率為C的二進制信號是個大問題。事實證明，決定帶寬的是位脈沖的上升時間(tR)：

　　B = 0.35/tR

　　B是以MHz表示的3dB帶寬，tR以微秒(μs)為單位。該公式將傅立葉理論的效應考慮在內。例如，10ns(或0.01μs)的上升時間需要的帶寬為：

　　B = 0.35/0.01 = 35MHz

　　采用香農-哈特利(Shannon-Hartley)定理可進行更精確的測量。Hartley指出，一個無噪聲信道內給定數據速率所需的最窄帶寬就是該數據速率的一半。

　　B = C/2

　　或給定帶寬的最大可能數據速率為：

　　C = 2B

　　例如，6MHz帶寬允許最高12Mbps的數據速率。Hartley還表示，該關系式僅適用于二級或二進制信號。如果采用多級傳輸，那么數據速率可表示為：

　　C = (2B)log2M

　　M表示傳輸的電壓等級數或符號數。計算底數為2的對數是件苦差事，所以將其轉換為：

　　log2N = (3.32)log10N

　　此時，log10N就是數字N的常用對數。因此

　　C = 2B(3.32)log10N

　　對于二進制或兩級傳輸來說，6MHz帶寬所能實現的數據速率就如上式給出的：

　　C = 2(6)(3.32)log102 = 12 Mbits/s

　　當采用四個電壓級時，6MHz信道的最大理論數據速率為：

　　C = 2(6)(3.32)log104 = 24 Mbits/s

　　為解釋這點，讓我們考慮多級傳輸方案?？赏ㄟ^一個基帶傳輸路徑傳輸多個電壓級，其中每個電壓級代表兩個或多個位。假設我們要傳輸一個串行的8位字節(圖3a)，并假定一個1μs的位周期對應一個1Mbps的時鐘。所需的最窄帶寬是：

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　　B = C/2 = 1 Mbit/s/2 = 500kHz

　　當采用四個電壓級時，每個電壓級可以傳送兩位(圖3b)。每一級被稱為一個符號。在這個例子中，四個電壓級(0、1、2和3V)傳輸同一個字節11001001。該技術被稱為脈幅調制(PAM)。每一級或符號的時長為1μs，求得的符號率(也稱為波特率)為1Msymbol/s。因此，波特率為1Mbaud，但實際位速率是其兩倍，即2Mbps。請注意它只需一半的時間就可以傳輸相同的數據量。

　　這意味著對于給定的時鐘速率來說，可在8μs內傳輸以二進制數據格式表示的8位數據。如果采用四個電壓級的PAM，則在同樣時間內可傳輸兩倍的數據量(即16位)。對于一個給定帶寬來說，這相當于4Mbps的更高數據速率。Shannon后來對這一基本關系式進行了修改，將信噪比(S/N或SNR)因素也考慮在內：

　　C = (B)log2(1 + S/N)

　　或C = B(3.32)log10(1 + S/N)

　　S/N是功率比，不能用dB(分貝)來衡量。你還能看到把S/N稱為載波噪聲比(或C/N)的。C/N通常被定義為調制或寬帶信號的S/N。S/N用于基帶或解調后。對一個20dB或100比1的S/N來說，6MHz信道的最大數據傳輸速率是：

　　C = 6(3.32)log10(1 + 100) = 40 Mbits/s

　　若S/N = 1或0dB，則數據速率降低到：

　　C = 6(3.32)log10(1 + 1) = 6 Mbits/s

　　最后一個例子說明了為什么許多工程師使用保守的大拇指規則：在有噪聲的信道中，數據速率約等于帶寬，即C=B。

　　如果具有良好S/N的信道所支持的數據速率看起來違背了物理定律，那是因為Shannon-Hartley公式沒有明確指定在傳輸中可使用多個電壓級或符號。請看下式：

　　C = B(3.32) log10(1 + S/N) = 2B(3.32) log10M

　　這里，M是電壓級數目或符號數。求解M：

　　M = √(1 + S/N)

　　以6MHz信道、40Mbps數據速率為例(假設S/N=100)。這將需要多個電壓級或符號：

　　M = √(1 + 100) = 10

　　理論上，用10個電壓級就可以實現40Mbps的速率。

　　除了用不同的電壓級之外，還可以用其它方式來表示等級或符號。它們可以是不同的相移或頻率，或電壓級、相移和頻率的某種組合。回想一下，正交調幅(QAM)就是不同電壓級和相移的組合。作為在窄信道內實現高數據速率的首選調制方法，QAM在數字電視以及諸如HSPA、WiMAX和長期演進(LTE)等無線標準中得到應用。

　　信道損傷

　　在傳輸過程中，數據會受到許多“傷害”，尤其是來自噪聲的影響。計算帶寬與數據速率應假設存在加性高斯白噪聲(AWGN)。

　　噪聲的來源各式各樣。例如，熱激發會產生噪聲，它對接收器前端影響最大。電阻和晶體管也是噪聲源，而半導體是另一種噪聲源?；フ{失真也產生噪聲。此外，通過在非線性電路內混頻產生的信號所造成的干擾信號也被視為噪聲處理。

　　其它噪聲源包括通過電容或電感耦合從電纜上獲取的信號。汽車點火產生的脈沖噪聲、開/關馬達或繼電器引發的感應沖擊以及電源線尖峰信號對數字信號都特別有害。電源線引起的 60Hz“嗡嗡”噪聲是另一個例子。同一電纜內一對導線與另一對導線耦合而成的信號會產生“交叉干擾”噪聲。在無線鏈路上，噪聲可能來自大氣(如閃電)甚至來自各個星球。

　　由于噪聲通常是隨機的，因此其頻譜很廣。通過簡單的過濾來限制帶寬可以降低噪聲。但縮窄帶寬顯然將影響數據傳輸速率。

　　還要著重指出的是，數字系統中處理噪聲的方式與模擬系統不同。S/N或C/N被用于模擬系統，但評估數字系統通常采用Eb/N0。Eb/N0是每比特能量與頻譜噪聲密度之比。它通常表示為Eb/N0。

　　能量Eb用焦耳表示，它是信號功率(P)與位時間t的乘積。由于數據容量或速率C(有時稱為R)是t的倒數，因此Eb=P/R。N0=N(噪聲功率)/B(帶寬)。使用上述定義，可以看到Eb/N0與S/N的關系如下：

　　Eb/N0= S/N (B/R)

　　記住，也可以用dB表示Eb/N0和S/N。

　　在數字系統中，每比特能量能夠更準確地衡量噪聲。這是因為信號傳輸通常是在短期內進行，能量平均分布于這段時間。通常模擬信號是連續的。無論什么情況，Eb/N0通常在采用調制的系統的接收器輸入端確定。它是對噪聲水平的一種度量，并將影響接收誤碼率(BER)。不同的調制方法有不同的Eb/N0值和相關BER。

　　另一種常見的信號損傷是衰減。阻性損耗、濾波效應和傳輸線不匹配都不可避免地導致電纜衰減。在無線系統中，信號強度通常遵從與發射器和接收器之間距離的平方成正比的衰減公式。

　　最后，延遲失真是另一個信號損傷源。不同頻率的信號在傳輸信道上會產生不同程度的延遲，從而造成信號失真。

　　信道損傷最終將導致信號損失和位傳輸錯誤。噪聲是位錯誤的最常見元兇。丟失或被更改的位將導致嚴重的傳輸錯誤，進而可能使通信變得不可靠。因此，誤碼率被用來表明信道的傳輸質量。

　　誤碼率是S/N的直接函數，僅指在給定時間段內，錯誤位數與總傳輸位數之比。它通常被視為在大量傳輸位中出錯的概率。每10萬位傳輸出現一個位誤差的BER為10-5。“良好”誤碼率的定義取決于應用和技術，但10-5到10-12之間的誤碼率是一個共同目標。

　　糾錯編碼

　　錯誤檢測與糾錯技術有助于減少位誤差并改善誤碼率。最簡單的檢錯方式是使用校驗位、總和校驗碼或循環冗余校驗(CRC)。它們被添加到待傳輸的數據上。接收器重建這些代碼，進行比較然后識別錯誤。如果發生錯誤，則會向發送器發送自動重發請求(ARQ)，受損數據被重新發送。不是所有系統都采用ARQ，但未采用ARQ的系統通常也會使用ARQ的某種形式。

　　但最現代化的通信系統通常會使用先進的前向糾錯(FEC)技術。利用專用數學編碼，待發送的數據被轉換成一個附加位集，然后該位集也被發送。如果出現位誤差，則接收器可以檢測到故障位并實際修正全部或大部分錯誤。這使得誤碼率大大改善。

　　當然，缺點是增加了編碼復雜性以及為傳輸附加位所需的額外傳輸時間。但現代基于IC的通信系統可以輕松地承擔這個開銷。

　　目前提供了許多不同類型的前向糾錯技術，可以分為兩類：分組碼和卷積碼。分組碼工作于待發送數據位組成的固定組，該方法要加入額外的編碼位。根據代碼類型不同，可以發送或不發送原始數據。通用分組碼包括：Hamming、BCH和Reed-Solomon碼。其中Reed-Solomon碼作為一種被稱為低密度奇偶校驗(LDPC)碼的新型分組碼的被廣泛使用。

　　卷積碼采用復雜的算法。例如Viterbi、Golay和turbo碼。FEC技術廣泛應用于無線和有線網絡，包括手機、CD和DVD等存儲媒介、硬盤驅動器和閃存驅動器。

　　FEC將改善S/N。對于一個給定的S/N值，采用FEC將會改善誤碼率，這稱為“編碼增益。”對于一個設定的誤碼率目標，編碼增益被定義為已編碼和未編碼數據流的S/N值之差。例如，如果一個系統需要20dB的S/N以獲得無需編碼的10-6的誤碼率，而使用FEC只需 8dB的S/N，可以得到編碼增益為20 - 8 = 12dB。

　　調制

　　幾乎所有的調制方案都可用來傳輸數字數據。但在當今更復雜的關鍵應用中，使用得最廣泛的方法是相移鍵控(PSK)和QAM的若干形式。在無線領域，擴頻和正交頻分復用(OFDM)等專用模式尤其被廣為采用。

　　通過開啟和關閉載波或在兩個載波電平間進行切換來實現通斷鍵控(OOK)和幅移鍵控(ASK)。這兩種方式都被用于實現簡單且不太重要的應用。由于它們容易受到噪聲的影響，因此為獲得可接受的誤碼率，傳輸范圍必須短，信號強度必須高。

　　在嘈雜應用中表現極佳的頻移鍵控(FSK)有幾個廣泛使用的變種。例如，最小移鍵控(MSK)和高斯濾波FSK是GSM蜂窩電話系統的基礎。這些方法濾除二進制脈沖以限制其帶寬，從而縮小了邊帶范圍。他們還采用沒有過零干擾的相干載波(載波是連續的)。此外，多頻FSK系統提供了多個符號來提升給定帶寬的數據速率。在大多數應用中，PSK使用得最廣泛。

　　二進制相移鍵控(BPSK)是另一種流行的方法。普通老式BPSK備受青睞，其中，位數據0和1將載波相位旋轉180°。星座圖(圖4a)是對BPSK的最好說明。其中，軸的每個相量代表載波振幅，而方向代表了載波相位。

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　　四進制(4-ary)或正交PSK(QPSK)采用正弦和余弦波的四種組合生成分別相移90°的四個不同符號(圖4b)。它使給定帶寬的數據速率倍增，但對噪聲有很強的免疫力。

　　除QPSK外，還有被稱為M-ary PSK或M-PSK的技術。它使用諸如8PSK和16PSK那樣的多個相位來生成載波的8或16個不同相移，從而允許在窄帶寬中實現非常高的數據速率(圖4c)。例如，8PSK允許每相符號傳輸3個位，理論上使給定帶寬的數據速率增加了三倍。

　　最終的多級方案是QAM，它采用不同的幅值和相移組合來定義多達64至1024個或更多的不同符號。因此，QAM是在窄帶寬內獲取高數據速率技術的翹楚。

　　例如，當使用16QAM時，每個4位數組可以用一個特定振幅和相位角的相量來表示(圖5)。由于有16種可能的符號，每波特或符號周期可以傳送四位。因此，對給定的帶寬來說，它實際上使數據速率達到原來的4倍。

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　　目前，大部分數字調制和解調都采用數字信號處理(DSP)技術。數據首先進行編碼再發送到數字信號處理器，處理器中的軟件生成正確的位流。然后采用混頻器對該位流進行I/Q或同相以及正交格式的編碼(圖6)。

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　　圖6：在發射器中廣泛使用的I/Q調制方法源于數字信號處理器。

　　隨后，數模轉換器(DAC)將I/Q數據轉換成模擬信號并發送到混頻器，在那里與載波或一些IF正弦和余弦波混合。對獲得的信號進行歸總以生成模擬RF輸出?？赡苄枰M一步的頻率轉換。只要你擁有正確的DSP代碼，事實上可以用這種方式實現任何調制方式。(PSK和QAM調制方式是最常見的。)

　　在接收器端，將來自天線的信號放大、下變頻并送至I/Q解調器(圖7)。該信號與正弦和余弦波進行混頻，然后對其進行濾波以生成I和Q信號。用模數轉換器(ADC)將這些信號數字化并送至數字信號處理器進行最終解調。

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　　圖7：I/Q接收器恢復數據并在數字信號處理器中解調。

　　大多數無線電架構都使用這種I/Q方案和DSP。它通常被稱為軟件定義無線電(SDR)。DSP軟件管理調制、解調及包括一些過濾在內的其它信號處理。

　　如前所述，擴頻和OFDM是兩種特別重要的調制方式。這些寬帶的寬頻帶寬方案同樣采用復用或多路訪問的形式。很多手機中采用了擴頻技術，允許多個用戶共享一個公用帶寬。這被稱為碼分多址(CDMA)。OFDM也采用了寬頻帶寬技術以使多個用戶接入同一個寬信道。

　　圖8顯示了如何修改數字化串行語音、視頻或其它數據以實現擴頻。該方法被稱為直接序列擴頻(DSSS)，其中串行數據連同一個頻率高得多的chipping信號一起被發送到異或(OR)門。對該信號進行編碼，以便它能被接收器識別。結果窄帶(幾KHz)數字數據被轉換為一個占用寬信道、帶寬更寬的信號。在手機CDMA2000系統中，信道帶寬為1.25MHz，切割信號為1.288Mbps。因此，數據信號被分布在整個頻帶。

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　　采用稱為FHSS的跳頻方案也可以實現擴頻。在這種配置下，數據在隨機選擇的不同頻率的跳頻周期中傳輸，從而使信息被散布在很寬的頻譜內。了解這種跳頻模式和速率的接收器可以重建數據并對其進行解調。FHSS的最常見應用是藍牙無線設備。

　　其它數據信號用相同的方式處理，并在同一信道中傳送。由于每個數據信號借助特定切割信號代碼進行了唯一編碼，因此這些信號實際上具有擾頻和偽隨機性質。它們在信道上互相重疊。接收器只接收到低噪聲電平。接收器內的專用相關器和解碼器可以挑選所需信號并進行解調。

　　在OFDM中，高速串行數據流被分成多個低速的并行數據流。每個數據流對主信道內一個極窄的子信道進行調制。根據所需的數據速率和應用的可靠性要求，采用BPSK、QPSK或不同級別的QAM進行調制。

　　將多個相鄰的子信道設計成彼此正交。因此，一個子信道的數據不會與相鄰信道產生碼間干擾。其結果是一個高速數據信號以多個并行、低速數據流形式在更寬的帶寬內傳播。

　　每個OFDM系統的子信道數都不同，Wi-Fi無線系統是52條;而類似LTE那樣的手機系統和諸如WiMAX等無線寬帶系統則多達1024條。如此多的子信道使得可以將它們分組。每個組可發送一組聲音或其它數據信號，從而允許多種用途共享分配的帶寬。典型的信道寬度為5、10和20MHz。以流行的802.11a/g Wi-Fi系統為例，它使用OFDM方案在20MHz信道上實現54Mbps的數據速率(圖9)。

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　　所有新型手機和無線寬帶系統都采用OFDM的原因是，它具有高速性能和可靠的通信品質。寬帶DSL基于OFDM技術，許多電力線技術也是如此。但實現OFDM并非易事，DSP在此大顯身手。

　　如前所述，調制方法隨其在給定帶寬內可傳輸的數據量以及可承受的噪聲強度而異。每個給定Eb/N0比的誤碼率是它的一個度量指標(圖10)。對于低Eb/N0來說，諸如BPSK和QPSK等簡單調制方案可提供更低的誤碼率，這使得它們在關鍵的應用中更可靠。不過，雖然給定的誤碼率要求更高的Eb/N0值，但不同級別的QAM可在相同帶寬內產生更高的數據速率。此外，需權衡的是在給定帶寬條件下如何取舍誤碼率和數據速率。

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　　頻譜效率

　　頻譜效率是對給定速率下在固定帶寬上可傳輸位數的度量。它是比較調制方法效率的一種方法。頻譜效率用每Hz帶寬每秒傳輸的位數((bits/s)/Hz)表示。雖然這種度量通常不包括任何FEC編碼，但有時在比較操作中加入FEC會非常有幫助。

　　還記得56K撥號調制解調器嗎?這種設備在4kHz電話信道內取得了驚人的56kbps速率，其頻譜效率為14(bits/s)/Hz。對2.7(bits/s)/Hz的頻譜效率來說， 802.11g Wi-Fi無線系統在20MHz信道上的最大吞吐量為54Mbps。標準數字GSM手機在200kHz信道上可實現104kbps的速率，因此其頻譜效率為0.53(bits/s)/Hz。在引入EDGE調制后，頻譜效率提升為1.93(bits/s)/Hz。即將發力的LTE手機在20MHz信道上更將頻譜效率提升到16.32(bits/s)/Hz這樣一個新水平。

　　頻譜效率顯示了借助不同調制方式，到底可將多少數據塞入窄帶。表1比較了不同調制方法的相對效率，其中帶寬效率就是數據速率除以帶寬(或C/B)。

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　　數據壓縮

　　數據壓縮提供了在給定帶寬內傳輸更多數據的另一種方法?？衫酶鞣N數學算法將原始數據壓縮成較少的位數。壓縮加快了傳輸速度并將存儲需求降至最低。在接收端進行壓縮算法的反運算，就可以恢復數據。

　　壓縮方案可以產生高達數百比一的壓縮比。它們包括用于MP3播放器、手機、互聯網協議語音(VoIP)電話和數字收音機的語音壓縮方案。視頻也廣泛采用了壓縮技術。MPEG2標準被用于數字電視，而MPEG4和H.264標準則用于移動視頻和視頻監控系統。