引言

無(wú)線電發(fā)射器在經(jīng)歷了若干年的發(fā)展后，逐步從簡(jiǎn)單中頻發(fā)射架構(gòu)過(guò)渡到正交中頻發(fā)送器、零中頻發(fā)送器。而這些架構(gòu)仍然存在局限性，最新推出的RF直接變頻發(fā)送器能夠克服傳統(tǒng)發(fā)送器的局限性。本文比較了無(wú)線通信中不同發(fā)射架構(gòu)的特點(diǎn)，RF直接變頻發(fā)送器采用高性能數(shù)/模轉(zhuǎn)換器（DAC），比傳統(tǒng)技術(shù)具有明顯優(yōu)勢(shì)。RF直接變頻發(fā)送器也具有自身挑戰(zhàn)，但為實(shí)現(xiàn)真正的軟件無(wú)線電發(fā)射架構(gòu)鋪平了道路。

RF DAC，例如14位2.3Gsps MAX5879，是RF直接變頻架構(gòu)的關(guān)鍵電路。這種DAC能夠在1GHz帶寬內(nèi)提供優(yōu)異的雜散和噪聲性能。器件在第二和第三奈奎斯特頻帶采用創(chuàng)新設(shè)計(jì)，支持信號(hào)發(fā)射，能夠以高達(dá)3GHz的輸出頻率合成射頻信號(hào)，測(cè)量結(jié)果驗(yàn)證了DAC的性能。

傳統(tǒng)的射頻發(fā)送器架構(gòu)

過(guò)去數(shù)十年間，一直采用傳統(tǒng)的發(fā)送器架構(gòu)實(shí)現(xiàn)超外差設(shè)計(jì)，利用本振（LO）和混頻器產(chǎn)生中頻（IF）。混頻器通常在LO附近產(chǎn)生兩個(gè)鏡頻（稱為邊帶），通過(guò)濾除其中一個(gè)邊帶獲得有用信號(hào)。現(xiàn)代無(wú)線發(fā)射系統(tǒng)，尤其是基站（BTS）發(fā)送器大多對(duì)基帶數(shù)字調(diào)制信號(hào)進(jìn)行I、Q正交調(diào)制。

?

圖1. 無(wú)線發(fā)送器架構(gòu)。

正交中頻發(fā)送器

復(fù)數(shù)基帶數(shù)字信號(hào)在基帶有兩個(gè)通路：I和Q。采用兩個(gè)信號(hào)通路的好處是：使用模擬正交調(diào)制器（MOD）合成兩個(gè)復(fù)數(shù)IF信號(hào)時(shí)，其中一個(gè)IF邊帶被消除。而由于I、Q通路的不對(duì)稱性，不會(huì)非常理想地抵消調(diào)制器的鏡頻。這種正交IF架構(gòu)如圖1（B）所示，圖中，利用數(shù)字正交調(diào)制器和LO數(shù)控振蕩器（NCO）對(duì)I、Q基帶信號(hào)進(jìn)行內(nèi)插（系數(shù)R），并調(diào)制到正交IF載波。然后，雙DAC將數(shù)字I、Q IF載波轉(zhuǎn)換成模擬信號(hào)，送入調(diào)制器。為了進(jìn)一步增大對(duì)無(wú)用邊帶的抑制，系統(tǒng)還采用了帶通濾波器（BPF）。

零中頻發(fā)送器

圖1（A）所示的零中頻（ZIF）發(fā)送器中，對(duì)基帶數(shù)字正交信號(hào)進(jìn)行內(nèi)插，以滿足濾波要求；然后將其送入DAC。同樣在基帶將DAC的正交模擬輸出送至模擬正交調(diào)制器。由于將整個(gè)已調(diào)制信號(hào)轉(zhuǎn)換到LO頻率的RF載波，所以，ZIF架構(gòu)真正凸顯了正交混頻的“魅力”。然而，考慮到I、Q通路并非理想通路，例如LO泄漏和不對(duì)稱性，將會(huì)產(chǎn)生反轉(zhuǎn)的信號(hào)鏡像（位于發(fā)射信號(hào)范圍之內(nèi)），從而造成信號(hào)誤碼。多載波發(fā)送器中，鏡頻信號(hào)可能靠近載波，造成帶內(nèi)雜散輻射。無(wú)線發(fā)送器往往采用復(fù)雜的數(shù)字預(yù)失真，用來(lái)補(bǔ)償此類瑕疵。

RF直接變頻發(fā)送器

圖1（D）所示RF直接變頻發(fā)送器中，在數(shù)字域采用正交解調(diào)器，LO由NCO取代，從而在I、Q通路獲得幾乎完美的對(duì)稱性，基本沒(méi)有LO泄漏。所以數(shù)字調(diào)制器的輸出為數(shù)字RF載波，送入超高速DAC。由于DAC輸出為離散時(shí)間信號(hào)，產(chǎn)生與DAC時(shí)鐘頻率（CLK）等距的混疊鏡頻。由BPF對(duì)DAC輸出進(jìn)行濾波，選擇射頻載波，然后將其送至可變?cè)鲆娣糯笃?/u>（VGA）。