圖 6顯示了如何利用具有電壓增益的RF變壓器來改善噪聲系數。圖6A中的變壓器匝數比為1:1，噪聲系數（來自圖5）為30.1 dB。圖6B中的變壓器匝數比為1:2。249 Ω電阻與AD9446內部電阻并聯，產生200 Ω的凈輸入阻抗。由于變壓器的“無噪聲”電壓增益，噪聲系數降低6 dB。

　　圖6C中的變壓器匝數比為1:4。AD9446輸入端與一個4.02 kΩ電阻并聯，使得凈輸入阻抗為800 Ω。噪聲系數又降低6 dB。理論上，匝數比越高，則改善幅度越大，但由于帶寬和失真限制，更高匝數比的變壓器一般并不可行。

　　圖6：利用RF變壓器改善ADC整體噪聲系數

　　級聯噪聲系數

　　即使采用匝數比為1:4的變壓器，AD9446的整體噪聲系數也有18.1 dB，按照RF標準，這一數值仍然較高。應當注意，AD9446 ADC的82 dB SNR代表了出色的噪聲性能，系統應用的解決辦法是在ADC之前提供低噪聲高增益級。在一個典型接收機中，ADC之前至少有一個低噪聲放大器（LNA）和 混頻級，它能提供足夠高的信號增益，從而將ADC對系統整體噪聲系數的影響降至最低。

　　這可以通過圖7來說明，其中顯示了如何利用Friis等式來計算級聯增益級的噪聲因數。注意，第一級的高增益降低了第二級噪聲因數的影響，因此第一級的噪聲因數在整體噪聲系數中占主導地位。

圖7：利用Friis等式計算級聯噪聲系數

　　圖8顯示了置于一個相對較高NF級（30 dB）之前的一個高增益（25 dB）低噪聲（NF = 4 dB）級的影響，第二級的噪聲系數是高性能ADC的典型噪聲系數。整體噪聲系數為7.53 dB，僅比第一級噪聲系數（4 dB）高3.53 dB。

圖8：雙級級聯網絡示例

　　結束語

　　應用噪聲系數概念來表征寬帶ADC時，必須特別小心，防止得出令人誤解的結果。試圖簡單地通過改變等式中的值來降低噪聲系數可能會適得其反，導致電路總噪聲提高。

　　例 如，根據以上等式，NF隨著源電阻的增加而降低，但增加源電阻會提高電路噪聲。另一個例子與ADC的輸入帶寬B有關。根據等式，提高B會降低NF，但這顯 然是相互矛盾的，因為提高ADC輸入帶寬實際上會提高有效輸入噪聲。在以上兩個例子中，電路總噪聲提高，但NF降低。NF降低的原因是源電阻或帶寬提高 時，信號源噪聲占總噪聲中的較大部分。然而，總噪聲保持相對穩定，因為ADC引起的噪聲遠大于信號源噪聲。因此，根據等式，NF降低，但實際電路噪聲提 高。

　　有鑒于此，當處理ADC時，必須小心處理NF。利用本文中的等式可以獲得有效的結果，但如果不全面理解其中涉及到的噪聲原理，這些等式可能會令人誤解。從孤立的角度看，即使是低噪聲ADC，其噪聲系數也會相對高于LNA或混頻器等其它RF器件。然而，在實際的系統應用中，ADC前方至少會放置一個低噪聲增益模塊，根據Friis等式（見圖8），它會把ADC的總噪聲貢獻降至非常低的水平。