一、無源互調介紹

在無線通信系統中，日益增加的語音和數據信息必須在一個固定帶寬中傳輸，無源互調失真已經成為限制系統容量的重要因素。就好像在有源器件中，當兩個頻率以上的信號以一個非線性形式混合在一起時，就會產生一些偽信號，這就是無源互調信號。當這些偽互調信號落在基站的接收（上行）頻段內時，接收機就會發生減敏現象。這種現象可以降低通話質量，或者降低系統的載干比（C/I），從而減少通信系統的容量。

造成無源互調的原因很多，其中包括機械接觸不良，射頻通道中的含鐵導體，和射頻導體表面的污染。事實上，很難準確預知器件的無源互調值，測量所得的數據只能用來大致描述器件的性能。由于結構技術方面的微小改變都會導致互調指標的嚴重變化，所以一些生產廠商通過對產品100%的檢驗來保證基站中使用的射頻器件的無源互調水平都能滿足指標要求。

當存在兩個或兩個以上頻率時，基站的大功率傳輸通道中的每個組件和子系統都會產生互調失真。本文僅關注其中的一種組件：集成電纜。針對集成電纜產生的互調失真既是有方向性的，又是依賴于頻率的理解，對于集成電纜的指標及其在通信基站中的使用是一個非常重要的因素。

二、電纜互調測試的實現

一條集成電纜（或者是任何兩端口射頻器件）都有兩種無源互調響應：反射互調和通過互調。圖1為Summitek公司的無源互調分析儀測量這兩個互調信號的原理。在SI-1900A型設備中，通過端口1向集成電纜注入兩個大功率信號，電纜的另一端與端口2連接。端口2作為這兩個大功率信號的負載，并且其無源反射互調很小，可忽略。在端口1處測量反射無源互調響應，在端口2處測量通過（即前向）無源互調。與目前使用的大多數無源互調測試設備不同的是，Summitek公司的互調分析儀支持前向和反向互調響應的同時測量，而不需要重新接駁。這樣可以避免重新接駁時所必須的配對和再配對操作，從而使反射響應和通過響應的測量誤差最小化。將該特性與Summitek分析儀的掃頻互調測量功能相結合，就可以對電纜完整的互調特性做測量了。

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三、電纜互調特性

圖2中的模型有助于對集成電纜的反射和通過互調特性的理解。

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圖中的中間部分是集成電纜本身。在這個模型中，關鍵是假定集成電纜中只有接頭部分產生互調。換句話說，盡管當信號沿著電纜的長度傳輸，電纜本身會產生損耗和群時延，但是相對于接頭，電纜本身不產生大的互調，可以用圖2中H（ ）的傳輸函數來表示。用IMa和IMb來表示集成電纜接頭產生的互調響應。在本模型中，我們假設互調只產生在每個接頭中單一的一點上，并且假設互調一旦產生后，其雙向傳輸是等能量傳輸的。

模型的左邊是端口1，該端口用來將兩個+43dBm的信號注入集成電纜（見圖1（a）的框圖）。這兩個信號在圖2中表示為向量A1和A2。無源互調測試系統本身也會產生互調，用向量IM1表示。注意，和該模型中的其他互調響應一樣，IM1響應也是自其產生處雙向傳輸的。假定，端口1的互調響應和電纜a端的互調是協同定位的，換句話說，這兩個互調源之間的電磁波距離可以忽略不計。

模型的右邊是端口2，該端口也會產生一個不希望出現的小互調能量，以IM2表示。所有用于端口1的假設同樣適用于端口2。通觀完整的集成電纜無源互調的測量模型，以下幾條值得關注：

每個測試端口都有與其相關的4個互調響應。其中兩個是接頭末端產生的，另兩個是互調分析儀自身產物。

電纜b端的互調（IMb）和端口2的互調（IM2）會通過電纜反向傳輸，從而產生的反射互調響應可以在端口1處測量。

電纜a端的互調（IMa）和端口1的互調（IM1）會通過電纜進行傳輸，從而產生的通過互調響應可以在端口2處測量。

通過這個模型，集成電纜的互調值就可以被確定了。

四、使用模型預計互調特性

雖然預計一個給定的射頻器件的互調絕對值是非常困難的，但是單個互調源之間的相互作用在圖2的模型中可以很容易地被表現出來。

首先，我們已經知道了每一個互調源的三階互調公式。以端口1和電纜a端的響應開始，互調響應為：

三階互調的頻率為：

w3 ≡2ω2 ?ω1

其中

t：時間

IM1：端口1的三階互調響應

IMa：電纜a端的三階互調響應

σ1：端口1的互調系數，即端口1（=10［dBc/20.］）的dBc響應的簡單數字轉化

σa：端口a的互調系數，即端口a（=10［dBc/20.］）的dBc響應的簡單數字轉化

ω1， 2， 3：分別為載波1，載波2和產生的三階互調響應的頻率弧度

電纜b端和端口2的互調響應相對稍微復雜。兩個載波產生的互調響應可以通過電纜傳輸函數H（w）表示。為了簡化公式，和消除非線性功率對互調產物及其載波的影響，假設電纜是無損耗的。在公式中，這個假設表示為：

|H（w） |= 1

當最終結果出來時，這個假設對于模型精確度的影響是非常顯著的。

即使假設電纜是無損耗的，電纜產生的群時延還是被包含在模型中的，具體如下式：

其中：

k：與頻率有關的通過電纜（2p/l）的電磁波數

v：同軸電纜的傳輸速率

L：電纜的長度

電纜b端和端口2的互調響應表示為：

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當公式中IMa、IM1、IMb、和IM2已知，落在端口2上，總的通過（前向）互調表達式為：

上式表示同時落在互調測試設備端口2上的四個互調響應，不依賴于互調頻率。假設單獨的互調源是不依賴于頻率的，且電纜的損耗是一個常數，那么整條集成電纜的通過互調響應將不依賴于頻率。

我們可以采用相似的過程來描述反射互調響應。反射互調響應可以由下式來給出：

Reflected IM at Port （ 1） = IMa + IM1 + H（w）?（IMb + IM2 ）

簡化為：

上式表示端口1中的反射互調響應是端口1和電纜b端響應的合成，加上由于電纜b端和端口2的互調響應的合成造成的移相響應。由于存在一個不同相位的互調源的合成向量，所以，我們認為反射互調響應是一個與電纜的頻率和電長度有關的函數。

五、集成電纜互調響應的測量

為了驗證該模型，我們使用SI-1900A型無源互調失真分析儀來測量無線通信應用中一種典型的集成跳線。該集成跳線長1.5米，廠商標注的速率因子為82%，兩端分別安裝有一個DIN-M型接頭。載波功率設置為20W/路。分析儀的自適應邏輯電路確保了測試過程中，載波的功率變化不超過0.2dB。分析儀的底噪不超過-140dBm，即當施加一個+43dBm的載波功率時，分析儀的互調底噪不超過-163dBc。

圖3顯示了反射和通過互調響應的測量結果曲線，以及相應的預測曲線。電纜每個端口上的互調響應值，是通過假設前向互調響應是由兩個分別在電纜兩端的等幅互調源之和組成的。反射互調響應值僅由該模型來決定，且不用調節使之與測得的數據相匹配。

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如圖3所示，盡管預計數據中的反射互調響應0點的深度值遠遠大于實際測得的數據，但是總的通過和反射響應趨勢是符合模型的預計曲線趨勢。這非常可能是由于模型中的簡單假設和電纜實際性能之間的差別造成的。

1）假設在模型中的互調源是等幅的。但是實際上，電纜兩端的互調響應可能并不是等幅的。這就導致了模型的互調0點值好于測量所得數據。

2）在這個簡單的模型中，假設電纜是無損耗的，那么，當互調從電纜的一端傳輸到另一端時，將仍然維持原始的振幅。但是實際測量中，互調從電纜的一端傳輸到另一端時，必將產生損耗，這就會造成電纜中兩個互調響應的不一致，從而產生一個深度較淺的0點值。

3）假設測試設備所產生的互調響應與電纜接頭的互調響應是協同定位的。在實際測量中，由于在測試設備的端口1和端口2上使用了接頭保護器（插孔適配器），使得測試設備和電纜接頭之間產生3cm的距離，進而大約在測得的0值深度處產生額外的互調響應。

六、結論

在簡化的無源互調模型中，電纜的反射互調和通過互調被準確的預計。而且模型預計和實際測量所得的結果之間的差異也可以很容易解釋。

負責系統的整體實現和器件的互調性能的工程師可以通過這些結果的應用，來幫助理解現場或實驗室環境中的無源互調測量。基于以上結果的結論包括：

如果電纜是低損耗的，且電纜每一端產生的互調被認為是基本相似的，那么一般來說，測得的通過互調響應比電纜任一端的響應大6dB，而且通常與頻率無關。該響應表現為電纜反射或通過互調測量中的最大（或接近最大）的互調響應。

如果測量低損耗電纜的反射無源互調，那么測得的互調值會隨著互調頻率的改變而改變。因此，測量單一頻率的反射互調可能不能真正說明整個系統產生的無源互調失真的影響。

合理選擇電纜的長度可以導致互調源之間的相消干擾，從而產生一個低的系統互調響應。這個特性可以用來選定發射機架與基站調諧箱面板間跳線的長度，實現頻組分配。

當長電纜的一端產生的大互調響應與電纜另一端的小互調響應合成時，很可能會產生一個與頻率高度相關的反射互調響應。這種情況可能是因為基站中有一個由于有缺陷或設計不合理的天線返回的大互調信號造成的。

當同軸電纜的溫度改變（比如，電纜的損耗發熱或者陽光的照射）時，電纜的電長度將會發生變化。這種變化會造成電纜長度的增加，以及速率因子的減小。當電纜的長度變化時，使得多個互調源間的相位改變，從而造成基站雙工機接收端產生的互調值發生變化。那么，互調值隨溫度函數增加或減小，將會導致基站容量的變化。

雖然，本文以射頻集成電纜為例來說明互調的測量，但該結論可以延伸并同樣適用于任何兩端口器件。根據器件本身傳輸函數的定義，與雙工器、濾波器或天線相關的互調特性也可以被確定了。