隨著半導體材料和工藝的不斷發展，微波/毫米波功率半導體器件的輸出功率量級越來越大， L 波段功率晶體管的脈沖功率已達千瓦量級; X波段功率砷化鎵場效應管連續波達到幾十瓦，脈沖功率達到500W。但限于半導體的物理特性，單個固態器件的輸出功率仍是有限的。采用芯片合成、電路合成及空間合成等功率合成技術將多路固態器件輸出功率進行同相疊加，是獲得更高輸出功率的有效途徑之一。

1968年Josenhans最先提出芯片級功率合成的概念。隨后， 20世紀70年代末期， Rucker先在X波段實現了多芯片的電路功率合成，再將其擴展到40 GHz。1999年， KohjiMatsunag、IkuoMiura和Naotaka lwata用MM IC多芯片合成技術，通過4個獨立的MM IC設計制作了Ka頻段的功放芯片，在26. 5～28. 5 GHz的頻率范圍內獲得了3 W的連續波輸出功率。

本文開展了基于微帶W ilkinson功分器的功率合成電路的研究，實現了一種Ku波段的1 W 功率放大器。在衛星通信等應用中，所需的功率放大器的功率量級在數十瓦到數百瓦之間。顯然，本文這種功率水平的放大器尚不能直接作為衛星通信等的功率放大器，但可以作為行波管等大功率放大器的驅動器而得到廣泛應用。而作為2n 路功率合成的基礎，本文所涉及的功率合成技術更可以為相關技術領域提供重要的參考價值。

1　總體結構與設計目標

本文采用的功率合成電路的原理框圖如圖1所示。圖1中的WPD1是作為輸入功率分配器的一個Wilkinson功分器，而WPD2是作為輸出功率合成器的另一個W ilkinson功分器。他們的結構選用了本文首次提出的新型結構，并采用下面所述的同樣的設計方法進行設計。圖1中的SPS是Schiffman正交移相器。圖1中的TGF2508 - SM是美國Triquint公司的Ku波段功率放大器芯片，其1 dB功率壓縮點功率為28 dBm，小信號增益為25 dB，工作帶寬為12～17 GHz。本文選用該器件作為兩路功率合成的基礎元件。理論上最高合成功率為31 dBm。本文的設計目標是盡可能利用TGF2508 - SM的帶寬，實現盡量寬的頻帶，頻帶內合成效率大于70 %。為了這個目的，Wilkinson功分器和Schiffman正交移相器都必須具備與TGF2508 - SM相當的帶寬。本文的下屬研究實現了這個目標。

圖1　本文實現的功率合成電路的原理框圖

2　Wilkinson功分器的改進

圖2大體示出了W ilkinson功分器的改進情況。

圖2a是Wilkinson功分器的基本形式，由于兩個輸出端之間需連接一個隔離電阻，而這個電阻的體積很小，因此要求電路中的兩段λ/4傳輸線之間的距離很近，造成相互之間的耦合，從而影響電路的帶寬性質。由于基本形式的W ilkinson功分器的這些固有缺點，它在工作高于X頻段的頻率時，帶寬等性能已經不能滿足要求。圖2b所示的改進型就是為避免基本型的上述缺點而提出的，但是，同樣由于隔離電阻的原因，其兩個輸出端口之間的距離依然很近，不能避免相互之間的耦合。圖2c所示的電路克服了上述缺點，但由于引入了更長的傳輸線段，因此帶寬性能有所下降。

圖2　WPD結構的演變

本文把圖2b所示電路改進為圖3a所示的電路。從而克服了上述基本型和改進型的上述缺點，同時保留了較好的寬帶特性。該電路的微帶布局如圖3b所示。本文用ADS對上述電路進行模擬的結果示于圖4，結果表明該電路在12～18 GHz內具有良好的3 dB分工器性能，滿足了上面提出的設計目標。

圖3　本文采用的Wilkinson功分器的原理圖及微帶結構

圖4　Wilkinson功分器的ADS協同仿真結果

3　Schiffman正交移相器

本文還實現了功率合成所需的Ku波段正交移相器。本文采用的移相器類型為雙Schiffman正交移相器。雙Schiffman移相器具有比標準Schiffman移相器略小的帶寬，但是對耦合系數的要求大大降低了。用ADS對雙Schiffman正交移相器進行模擬的結果示于圖5。由圖5可知，兩個輸出段口之間的相位差在70°～95°之間。把最大相位差代入文獻［ 9 ］中的公式：