其核心是兩個乘法器。從VCO中出來的高頻余弦信號分別做0°和90°的相移，因此產生了cos（wt）和sin（wt），兩路正交信號。基帶信號通過I/Q兩路基帶信號進來，分別和cos（wt）和sin（wt）相乘，等效于調整了cos（wt）和sin（wt）的幅度值。最終等效成什么呢？就是控制I-DAC和Q-DAC的輸入從而產生不同幅度的電平信號。

所以，最終從基帶信號上面如何去控制產生已調信號，就變成了控制DA輸出的不同幅度值的信號。因此，要讓一個已調信號去表示某個信息，實際上就是把這個信息映射成I/Q兩個DAC輸出的幅度值。比如前面提到的那個星座圖，對于0100這樣一個數據實際上就是把它映射成I路的DAC輸出3A而Q路上的DAC輸出A。那么如何讓I-DAC輸出為3A而Q-DAC輸出為A，這就是和DAC的輸入輸出特性有關了。比如，這是一個雙極性4位的DAC，輸入為00時輸出為-3A，輸入為01時輸出為-A，輸入為10時輸出為A，輸入為11時輸出為3A。那么就如下圖所示

說到這里大家最終發現了，所謂的星座映射，其實就譯碼器而已……

但是上面那個圖，是不對的。原因是什么呢？就是這樣直接映射得到的都是方波信號。如果我們把中間的包括IQ調制解調、射頻收發的整個過程都等效成一個信道的話，那么可以抽象出這樣一個模型：

整個這個圖又讓我們回到了通信原理一開始就講的最基本的內容——基帶傳輸。對于基帶信號而言，通過信道以后會產生諸多畸變。其中最重要的畸變之一是由于通過一個帶限的信道，在頻域上可近似等價于和一個門信號相乘，而時域上則等價于和一個Sa信號卷積。如下圖所示左邊為時域Sa函數，右邊為等效低通的門信號：

其結果就是本來應該是脈沖的信號在時域上產生了延拓，也就是拖尾……這樣相鄰的信號的幅度值就會和這個信號的拖尾疊加發生改變。改變的后果就是原本我們可能在發端映射的是I路3A，Q路A，但在收端卻變成了3A-x，和A+y。等效于引入了很大的噪聲。好在我們在通信原理中引入了乃奎斯特準則，給出了如果要無碼間串擾需要在發端加入成型濾波器，讓DA出來的值不是直挺挺的脈沖而是變成了某個形狀的波形。而這一過程是在星座映射之后，DA之前。

基帶成型濾波器基本流程如下

這樣DA出來的波形就是一個類似于余弦樣子的波形了。至于為什么這樣就沒有碼間串擾了，公式太多，QQ也寫不出來。

最后來說一下接收的問題。從上面的所謂發射的過程就是產生一個有特定幅度和相位的余弦信號的過程。而所謂的接收呢，其實本質就是反過來，是識別這個余弦信號的幅度和相位的過程。這個過程可以有很多辦法，我這里還是介紹最常見的IQ正交解調過程。

這個過程本質上來說還是一個三角函數的變換過程。上面說了，有三角函數：

Acos（wt+α）=Acos（α）cos（wt）+Asin（α）sin（wt)

如果要識別A和α，其本質其實上是識別Acos（α）和Asin（α）即可。

而這如何識別呢，考慮Acos（wt+α）*cos（wt）=Acos（α）cos（wt）*cos(wt)+Asin（α）sin（wt)*cos(wt)=1/2*Acos（α）(cos（2wt）+1)+1/2*Asin（α）sin(2wt)。對于這樣一個結果，我們很高興的發現，有一個常數項1*1/2*Acos（α）,而另外兩個屬于是高頻項。對于此，任何學過信號與系統的同學都應該明白，只需要用一個低通濾波器就可以把1/2*Acos（α）提取出來。1/2*Asin（α）的提取方法類似。

當然這只是理想的過程，實際中接收機遠比這個復雜，信號的識別過程也是有很多花樣的。