摘要：本文闡述了視頻信號的箝位、偏置和交流耦合，與之對應的適當的信號，雙電源和單電源供電的優缺點，以及為什么某些電路更適合特定的應用。

為什么要對視頻信號進行交流耦合？

如果你還沒有問過這個問題，那么你該問一下。如果其原因是政府命令、用戶指定或工業協議，那么你的選擇大概是正確的！在不少情況下，是因為系統采用了單電源供電，使你覺得必須采用交流耦合。也許你還可以選擇雙電源供電，因為采用單電源供電意味著要對視頻信號進行交流耦合，這將降低視頻質量。

因此，在作出進一步的決定之前，先來看一些實際情況。單電源電路由單電源供電，例如數模轉換器(DAC)，DAC的輸出可以進行電平轉換(一種直流工作模式)，以確保輸出在地電平以上的動態范圍。在具體實施中，常見的錯誤觀點是：運算放大器可以檢測地電平以下的信號，因此，可以在輸出中重現該信號。這種觀點是不正確的。集成的單電源方案才是真正的解決方法，但是業界將不得不接受視頻輸出的DC失調電平，這與歐洲的SCART類似(SCART是由法國公司Peritel開發的視聽設備互連工業標準)。

當然，視頻信號的交流耦合會帶來一個問題。信號的DC電平在設定圖像亮度之后必須重建，并確保信號落在下一級的線性工作區內。這種操作被稱作“偏置”，根據視頻信號波形以及偏置點所需的精度和穩定性，可以采用不同的電路。音頻信號等正弦波信號可以使用阻容(RC)耦合來建立穩定的偏置電壓。

不幸的是，S視頻中只有色度信號(C)近似于一個正弦波。亮度(Y)、復合信號(Cvbs)和RGB都是復雜波形，從一個參考電平沿著一個方向變化，而在參考電平以下還可以疊加一個同步波形。這種信號需要一種專門用于視頻信號的偏置方法，被稱作箝位，因為它將信號的一個極值“箝位”在基準電壓，而另一個極值仍可以變化。經典形式就是二極管箝位，其中二極管由視頻的同步信號激活。不過還有其他的箝位形式。

例如，色差信號(Pb和Pr)和圖形RGB信號采用“鍵控箝位”處理更好。該電路用開關替代二極管，可以采用外部控制，使用外部(定時)信號箝位視頻。最后一種偏置方法，被稱作“DC恢復”，在鍵控箝位中加入了反饋，在模數轉換器(ADC)之前改善偏置點精度。

視頻信號的交流耦合

當信號采用交流耦合時，耦合電容存貯了(信號)平均值之和，以及信號源與負載之間的DC電勢差。圖1用來說明交流耦合對不同信號偏置點的穩定性的影響。圖1所示是正弦波和脈沖分別交流耦合到接地電阻負載時的不同之處。


圖1. 簡單的RC耦合用于正弦波與脈沖時得到不同的偏置點

開始時，兩種信號都圍繞相同電壓變化。但是通過電容之后得到了不同的結果。正弦波圍繞半幅值點變化，而脈沖圍繞與占空比成函數關系的電壓變化。這意味著如果采用了交流耦合，占空比變化的脈沖將比相同幅值頻率的正弦波需要更寬的動態范圍。因此，所有用于脈沖信號的放大器最好采用直流耦合，以保持動態范圍。視頻信號與脈沖波形類似，也適合采用直流耦合。

圖2給出了常見的視頻信號，以及視頻接口處的標準幅值(見EIA 770-1、2和3)。S視頻中的色度、分量視頻中的Pb和Pr，類似于正弦波圍繞基準點變化，如上文所述。而亮度(Y)、復合信號與RGB僅在0V (被稱作“黑色”或“消隱”電平)至+700mV之間正向變化。這里延用了業界的默許協議，而不是任何標準。請注意這些信號都是復雜波形，具有同步間隔，盡管該同步間隔可能不被定義或使用。例如，圖2給出了NTSC和PAL制式下使用的具有同步頭的RGB。在PC (圖形)應用中，同步是單獨的信號，不與RGB疊加。在單電源應用中，例如DAC輸出，在同步間隔內靜態電平可能不同。這將影響偏置方式的選擇。例如，若雙電源應用中，同步間隔內色度的靜態電平不是0V，那么色度信號將更接近脈沖而不是正弦波。


圖2. 用來說明同步間隔、有效視頻、同步頭和后沿的RGB (a)、分量(b)、S視頻(c)與復合(d)視頻信號。

盡管存在上述復雜因素,視頻信號仍需交流耦合到電壓變化的位置.通過直流耦合連接兩個不同電源的電路存在很大的危險性,這在安全性規則中是嚴格禁止的.所以,視頻設備制造商有一個默許的規則,即視頻信號的輸入采用交流耦合,而視頻輸出直流耦合到下一級,重新建立直流成分,請參考EN 50049-1 (PAL/DVB [SCART])和SMPTE 253M第9.5章(NTSC)，允許提供直流輸出電平。若無法建立這樣的協議，將導致“雙重耦合”，即兩個耦合電容出現串聯，或導致短路，即沒有電容。該規則唯一的例外是電池供電設備，例如便攜式攝錄機和照相機，為了降低電池損耗而使用交流耦合輸出。

接下來的問題是這個耦合電容應該多大？圖1中，該電容存貯了信號“平均電壓”的假定，是根據RC乘積大于信號的最小周期得到的。為了確保準確的平均，RC網絡的低-3dB點必須低于信號最低頻率6到10倍。然而，這將導致大范圍的電容值。

例如，S視頻中的色度是相位調制正弦波，其最低頻率約2MHz。即便使用75Ω負載，也只需要0.1μF，除非需要使水平同步間隔通過。與之相反，Y (亮度)、Cvbs (復合信號)和RGB的頻率響應向下擴展到視頻幀頻(25Hz至30Hz)。假定75Ω負載，并且-3dB點在3Hz至5Hz，這就需要大于1000μF的電容。使用過小的電容會引起顯示圖像從左到右、從上到下變暗，并可能使圖像在空間上產生失真(取決于電容量)。在視頻中，這被稱作行彎曲與場傾斜。為了避免可見的偽信號，其電平必須小于1%至2%。

用于視頻的單電源偏置電路

如圖3a所示，只要RC乘積足夠大，RC耦合對任意視頻信號都有效。另外，與之相應的運放電源范圍必須足以處理信號平均值附近的負向和正向偏移。過去，這是通過運放使用雙電源實現的。假定RS與Ri以相同的地為參考，并等于Ri與Rf的并聯值，則運放可以抑制共模噪聲(即具有較高的共模抑制比[CMRR])，并具有最小的失調電壓。低-3dB點為1/(21RSC)，并且，不論耦合電容的尺寸大小，電路都可以保持其電源抑制比(PSRR)、CMRR和動態范圍。絕大多數視頻電路采用這種方法構建，而且絕大多數交流耦合視頻的應用仍然采用這種方式。

隨著數字視頻和電池供電裝置的出現，負電源就成了降低成本與功耗的負擔。RC偏置的早期嘗試與圖3b類似，其中使用了分壓器。假定圖3a中R1 = R2，且VCC等于VCC與VEE之和，這兩個電路是相似的。但是兩者的交流性能是不同的。例如，圖3b中VCC上的任何變化將直接導致運放輸入電壓按照一定的分壓比變化，而圖3a中，該變化被運放的電源余量吸收了。R1 = R2時，圖3b的PSRR只有-6dB。因此，電源必須經過濾波與良好的穩壓。

為了改善交流PSRR (圖3c)，插入一個隔離電阻(RX)是低成本的替代方法。不過，除非與Rf和Ri的并聯值匹配，否則這種方法會帶來額外的直流失調。更麻煩的是，這還需要RxC1與C2Ri的乘積必須小于3Hz至5Hz，如上文所述。盡管該電路中更大的旁路電容(C3)需要更小的RX，并降低了失調電壓，但同時也使C1增大。在使用電解電容的低成本設計中可以采用這種方法。

另一種選擇是圖3d，它用3端穩壓器替代了分壓器，并將PSRR擴展到低至DC。穩壓器的低輸出阻抗在降低電路失調電壓的同時，使RX更接近Rf和Ri的并聯值。因為C3的唯一目的是降低穩壓器噪聲，并以頻率的函數補償穩壓器的輸出阻抗(Zout)，所以其值小于圖3c中的值。不過C1和C2仍很大，并且對低于RiC1乘積的頻率，CMRR存在較大的問題，另外還有穩定性問題。


圖3. RC偏置技術，包括雙電源(a)、使用分壓器的單電源(b)、低失調的分壓器(c)以及改善了PSRR的穩壓源(d)。

根據上述內容，雙電源供電交流耦合比單電源方法更好(考慮共模抑制與電源抑制)—不考慮具體應用。

視頻箝位

亮度、復合信號與RGB信號在黑色(0V)參考電平與帶有同步頭(-300mV)的最大值(+700mV)之間變化。但是，與圖1占空比變化的脈沖相似，若這些信號是交流耦合的，偏置電壓會隨視頻內容而變化(被稱為平均圖像電平或APL)，并會丟失亮度信息。需要有一個電路電路將黑色電平保持為常數，不隨視頻信號或同步頭幅度的變化而變化。

圖4a所示電路被稱作二極管箝位，試圖通過二極管(CR)代替電阻來實現。該二極管相當于單向開關。這樣，視頻信號的大部分負向電壓、水平同步頭被強制為地。因此該電路又被稱作同步頭箝位。假定同步電壓(-300mV)不變，而且二極管的導通電壓為零，這將使參考電平(0V)保持恒定。雖然不能控制同步電平，但是可以降低導通電壓，即通過將箝位二極管放在運放的反饋回路實現“有源箝位”。這樣做的主要問題是：如果匹配電路不正確則有可能產生自激，并且在分立設計中很少采用。集成方案可以進行補償，具有更高的可靠性。(例如MAX4399和MAX4090。)

若同步電平變化或不存在，二極管可以用開關替代—―通常使用受外部信號控制的FET (圖4b)。這就是鍵控箝位，控制信號是鍵控信號。鍵控信號與同步脈沖一致，這就實現了同步箝位。與二極管箝位不同的是，這種方法可以在同步間隔的任意位置使能，而不僅僅在同步頭。如果鍵控信號出現在視頻信號是黑色電平時(圖4c)，則得到“黑色電平箝位”。這種方法最為通用、接近理想模型。開關不具備二極管的導通電壓，可以真正實現黑色電平箝位。

加入一個直流電壓源(Vref)為色度、Pb與Pr以及復合信號和亮度信號設定偏置。其缺點是需要同步隔離器獲得鍵控信號，而在某些應用中這就不夠準確了。若正在量化視頻信號，則希望黑色電平保持在±1最低有效位(LSB)或在±2.75mV內。箝位得不到這樣的精度。

用來為視頻信號提供偏置的另一種方法稱作直流恢復，可以實現接近±1 LSB的黑色電平精度。圖4d中需要注意的第一點是，該電路中沒有耦合電容。取而代之，U2用來比較第一級(U1)的直流輸出和某個電壓(Vref)，并對U1施加負反饋，強制輸出跟蹤該電壓，而與輸入電壓無關。顯然，若回路連續運行，將得到直流電平。可以在反饋回路中插入一個開關。該開關僅在每行需要設定為Vref的點(同步頭或黑電平)瞬時關閉。該電壓由電容(C)存貯，但該電容并未與輸入串聯，而是通過切換反饋回路以采樣-保持(S/H)形式出現。


圖4. 不同形式的視頻箝位：a) 二極管或同步頭箝位；b) 用作同步頭箝位的帶基準電壓的鍵控箝位；c) 用作黑色電平箝位的鍵控箝位；d) 直流恢復

圖5的實現電路實際上由兩個電容(Chold和Cx)，兩個運放(U1和U2)，以及一個S/H組成。真正的比較與信號平均由Rx、Cx和U2完成。RC乘積根據噪聲平均選擇。對16ms的場信號(NTSC/PAL)，RC乘積應大于200ns。因此U2是根據低失調電壓/電流與穩定性來選擇的低頻器件，而不是根據其頻率響應特性來選擇。(MAX4124/25是這種應用的良好選擇。) 另一方面，U1根據其頻率響應，而不是失調進行選擇。S/H和Chold本身的選擇依據其泄漏特性，即在每行引起的電壓變化(下降)。圖中電路使用雙電源供電，該電路也可以使用精確的電平轉換，用單電源形式實現。


圖5. 直流恢復電路的實現，使用兩個電容、兩個運放和一個S/H

直流恢復的最大問題是恢復的電平—Vref黑色視頻電平—是模擬量，與其在數字域中的數值無關。為了進行修正，通常與鍵控箝位一樣，用DAC產生Vref，直流恢復可以用于任何視頻信號(帶或不帶同步)，并可以在波形的任意位置使能— 足以滿足放大器和S/H的快速響應。