幾種常見的電容加速電路賞析：

　　電容加速電路也是經(jīng)常在設(shè)計(jì)中用到的一種實(shí)用電路。如圖1所示：

　　這是在脈沖放大器電路中的一種的應(yīng)用。其中的三極管VT1是工作在開關(guān)狀態(tài)下。開頭提到的所謂加速，就是加快響應(yīng)速度，加快對(duì)輸入信號(hào)的響應(yīng)速度。從圖1中的三極管VT1來看，就是要求三極管在截止，飽和兩種狀態(tài)之間的轉(zhuǎn)換速度越快越好。那么圖1中的電路是如何起到加速作用呢？

　　為了做一個(gè)比較與便于理解，先簡(jiǎn)單分析沒有加入加速電容之前的電路，如圖2所示。

　　在圖2中，當(dāng)輸入U(xiǎn)i是矩形脈沖信號(hào)加到VT1基極時(shí)，若Ui為高，VT1飽和導(dǎo)通，若Ui為低，VT1截止。

　　在接入C1后，如圖1所示，其可等效成如圖3所示的微分電路：

　　此時(shí)還是加入同樣的輸入信號(hào)Ui：當(dāng)Ui從低 —》高時(shí)，由于微分電路的作用，使加到基極的電壓出現(xiàn)一個(gè)尖頂脈沖，使基極的電流很大，從而加快了VT1從截止進(jìn)入導(dǎo)通的速度，縮短了時(shí)間。

　　在t0之后，對(duì)C1的充電很快就結(jié)束，這時(shí)Ui加到基極的電壓較小，維持VT1導(dǎo)通。

　　當(dāng)Ui從高 —》低時(shí)，即t1時(shí)刻，由于C1上原先的電壓極性為左正右負(fù)，這一電壓加到基極為負(fù)頂脈沖，加快了從基區(qū)抽出電荷，使VT1以更快的速度從飽和轉(zhuǎn)換到截止，縮短了VT1的截止時(shí)間。

　　上述的Ui和Uo的波形如圖4所示，直觀反映了電容加速電路的工作原理。

　　高階陶瓷電容失效處理方式方法：

　　高介電常數(shù)MLCC失真示例

　　有源濾波器電路、用于數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換的去頻迭濾波器以及放大器中的反饋電容均為高介電常數(shù)MLCC可能會(huì)帶來失真的電路。為了說明這一效應(yīng)，設(shè)計(jì)人員采用TI的FilterPro軟件設(shè)計(jì)了一款使用Sallen-Key拓?fù)涞?kHz巴特沃茲有源低通濾波器。有源濾波器就是一種電容失真降低整個(gè)電路性能的常見應(yīng)用。許多設(shè)計(jì)人員選擇低電阻值以降低電容失真對(duì)輸出噪聲的影響，但這樣做會(huì)增加為實(shí)現(xiàn)某個(gè)拐角頻率所需的電容值。由于這樣的設(shè)計(jì)決定，高介電常數(shù)MLCC可能是滿足電容、電路板面積以及成本要求的唯一電容器。

　　圖1所示的濾波器電路包括了無源組件值，這樣一來電容C1和C2就可以用各種介電類型、封裝尺寸的MLCC加以替代，從而實(shí)現(xiàn)了不同電容類型測(cè)量之間的直接比較。該測(cè)試中使用所有電容的額定電壓均為50V。

　　圖1：1kHz轉(zhuǎn)角頻率的Sallen-Key低通濾波器

　　在這個(gè)例子中，設(shè)計(jì)人員選用高性能音頻運(yùn)算放大器（op amp）OPA1611作為電路的低噪聲和低失真基礎(chǔ)。為滿足所有電阻值要求，設(shè)計(jì)人員采用了1206封裝形式的薄膜高精度電阻，以最小化除這些電容之外的失真影響。根據(jù)《有源交叉設(shè)計(jì)》，一些電阻類型可以產(chǎn)生與電容［2］相類似的失真。最后，電路由±18V電源供電以避免放大器飽和從而影響測(cè)量結(jié)果的可能性。

　　總諧波失真＋噪聲（THD+N）是一項(xiàng)非常有用的指標(biāo)，它可以量化電路噪聲和非線性增加到信號(hào)的多余部分。這一數(shù)量可表述為諧波和系統(tǒng)RMS噪聲電壓與基頻［3］RMS電壓的比值。諧波或輸入信號(hào)整數(shù)倍頻率的信號(hào)源自于無源組件和集成電路的非線性行為。電路的總體噪聲是集成電路的固有噪聲、電阻器散熱噪聲抑或是外部源耦合到電路中的噪聲。方程式1將THD+N計(jì)算表述為振幅比，其中VF是基頻的RMS電壓，VN為RMS噪聲電壓，VI為每個(gè)諧波的RMS電壓。

　　使用500kHz測(cè)量帶寬，進(jìn)行20Hz到20kHz頻率范圍1Vrms信號(hào)濾波器電路THD+N測(cè)量。圖2顯示了不同電容類型的電路在1Vrms時(shí)測(cè)量的THD+N性能（單位dB）。采用1206封裝的C0G介電類型MLCC具有突出的性能：濾波器通頻帶中的THD+N測(cè)量值是測(cè)量系統(tǒng)的噪聲底限。我們對(duì)采用0805封裝的C0G電容也進(jìn)行了測(cè)試，結(jié)果表明其也具有相同的性能級(jí)別，為了簡(jiǎn)單起見我們從圖中去掉了這部分。濾波器轉(zhuǎn)角頻率之上的THD+N增加表現(xiàn)為濾波器的衰減可降低信號(hào)幅度與噪聲底限的比值。

　　如果將電容類型更換為采用1206封裝的X7R類型，我們可以觀察到電路性能的立即衰減。在20Hz時(shí)，THD+N會(huì)出現(xiàn)最小值為15dB增加，并在400Hz－800Hz的區(qū)域內(nèi)達(dá)到峰值，此時(shí)THD+N的測(cè)量增加值為35dB。如果采用更小型0603封裝的X7R電容，將會(huì)進(jìn)一步提高THD+N性能（遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于頻譜10dB）。由于在整個(gè)測(cè)試過程中我們都沒有更改濾波器中的運(yùn)算放大器和電阻器，因此增加的THD+N值只與電路輸出信號(hào)端X7R電容產(chǎn)額外諧波有關(guān)。

　　圖2：測(cè)量的Sallen-Key低通濾波器THD+N

　　圖3顯示了使用0603和1206 X7R電容時(shí)出現(xiàn)在濾波器輸出端的500Hz正弦波頻譜。該頻譜顯示了大量的基波，其中主要是奇次階諧波。令人吃驚的是用0603 X7R電容構(gòu)建電路時(shí)，在500Hz輸入信號(hào)時(shí)可以觀察到超過20kHz的諧波。

　　圖3：發(fā)生在低通濾波器電路輸出端的500Hz正弦波頻譜

　　確定失真源

　　我們的任務(wù)是找到高級(jí)別的失真源，但對(duì)工程師而言無論是集成電路故障還是無源組件發(fā)生故障都不是直觀可以發(fā)現(xiàn)的。確定主要失真源的一個(gè)方法是測(cè)量電路在一個(gè)寬泛信號(hào)電平的THD+N（請(qǐng)參見圖4）。在圖1中，Sallen-Key濾波器的THD+N顯示為500Hz基頻，信號(hào)電平從1mVrms到10Vrms。利用C0G電容構(gòu)建電路時(shí)，THD+N會(huì)由于增加的信號(hào)電平而下降，最終達(dá)到測(cè)量系統(tǒng)在2Vrms信號(hào)電平時(shí)的噪聲底限。

　　圖4：增加信號(hào)電平（500Hz基頻）的濾波器電路

　　線的負(fù)斜率表明：由于運(yùn)算放大器和電阻器的存在，電路噪聲是THD+N計(jì)算的主要影響因素。在這種情況下，測(cè)量的THD+N隨信號(hào)電平的增加而下降，這是因?yàn)樾盘?hào)電壓與噪聲電壓比增大了。與之相反，無源組件的非線性在更高信號(hào)電平時(shí)會(huì)變的更糟，并且會(huì)在信號(hào)電平增大時(shí)引起失真增加［2］。當(dāng)濾波電路中的電容被X7R類型所替代時(shí)就會(huì)發(fā)生這種情況。采用0603封裝的X7R電容在20mVrms信號(hào)振幅的地方開始失真上升。采用1206封裝的X7R電容表現(xiàn)相似——在40mVrms信號(hào)振幅的地方開始失真上升。因此，如果電路表現(xiàn)出了失真隨信號(hào)電平增加而上升的趨勢(shì)，無源組件（電阻或電容）則最可能成為限制電路性能的主要因素。

　　由于無源組件失真隨信號(hào)電平的增加而增大，因此濾波器電路在電容施加電壓最大時(shí)的失真也達(dá)到最大［2］。TI免費(fèi)SPICE仿真器（Tina-TI）中的AC傳輸特性分析可作為一個(gè)頻率函數(shù)用于繪制電路中組件兩端的電壓。圖5顯示了20Hz－20kHz頻率范圍內(nèi)電容C1和C2兩端的組合電壓，以及采用1206封裝的X7R電容濾波器的THD+N。電容C1和C2兩端的個(gè)別電壓是通過均方根進(jìn)行組合的，頻率在大約600Hz時(shí)的值最大。圖5表明電容電壓峰值與失真最大點(diǎn)高度相關(guān)，并且很好地表明電容是濾波器輸出端過大失真的原因。在兩個(gè)電容產(chǎn)生不一樣失真的情況下，兩次測(cè)量之間可能會(huì)有一些不一致的地方。通過確定每個(gè)電容的信號(hào)增益可以進(jìn)一步深入這一分析［2］。

　　圖5：低通濾波器電路的組合電容電壓和測(cè)量的THD+N

　　本文小結(jié)

　　模擬電路的性能受應(yīng)用中所采用的電容類型影響非常大，有源濾波器的使用充分說明了這一點(diǎn)。當(dāng)我們使用C0G電容構(gòu)建電路時(shí)，電路可以提供高級(jí)性能。然而，一旦將電容更改為X7R介電類型，電路的性能就大大降低了。X7R電容將大量的諧波帶到了信號(hào)路徑中，且奇次諧波會(huì)成為THD+N測(cè)量的主要影響因素。具體來說，采用0603封裝的X7R電容性能最差，采用1206封裝的X7R電容性能只是稍稍好了一點(diǎn)點(diǎn)。

　　上述兩種技術(shù)有助于工程師確定電路中的失真源。首先，測(cè)量一個(gè)寬泛的信號(hào)電平的THD+N是確定電路性能是否受集成電路或無源組件線性度影響的一個(gè)非常有用的方法。無源組件的非線性引起的失真會(huì)隨著信號(hào)電平的增加而增加。其次，通過把最大失真頻率與這些組件施加最大電壓時(shí)的頻率相關(guān)聯(lián)，TINA-TI可用于確定哪一款無源組件是失真源。雖然很多應(yīng)用中工程師都可以受益于高介電常數(shù)MLCC，但我們不建議在系統(tǒng)的信號(hào)路徑中使用高介電常數(shù)MLCC，因?yàn)樵撾娙輧啥说拇蠓鶋航禃?huì)使其帶來失真。