隨著現代超寬帶(UWB)系統的發展，短脈沖功率發生器在高壓脈沖功率和脈沖電暈等離子體技術等領域的應用日益廣泛。對任何短脈沖功率發生器來說，超快脈沖開關都是核心部件，也是其性能好壞的關鍵因素。

　　這些開關應具有納秒、亞納秒開關能力，高重復率、高效率以及高開關時間穩定性(低抖動)等特點。常用的火花隙開關具有低損耗、高控制電壓能力以及大開關電流等優點，但其電極壽命很短，脈沖重復率低且多開關同步系統很復雜。激光控制的光導開關抖動低，但壽命有限，且價格昂貴。

　　Grekhov等人基于半導體PN結在高偏壓下的新效應設計了兩類元件，較好地滿足了上述超快脈沖功率開關的需求。第一類是基于pn結在高偏壓下的超快電壓恢復效應而設計的短路開關器件DSRD(driftSTeprecoverydevices)，該器件在功率放大器中用作開關元件(SOS,semicONductoropeningswitch)，利用該開關元件設計的固態調制器可產生脈沖長度3~8ns,脈沖功率50MW~1GW 級，電壓50kV~1MV,脈沖重復頻率達幾kHz的脈沖。第二類器件為DBD,或者是SAS(siliconavalancheshaper)，是基于半導體PN結超快可逆延遲擊穿效應而設計的，它被認為是過壓火花隙開關的替代。采用這類器件的調制器是基于附加的脈沖峰化作用，SOS在DBD兩端產生一個電壓上升率極大的負電壓，在這種電壓源激勵下，電流將在不到1ns的時間內通過DBD切換到負載。該類調制器能產生幅值幾百kV,上升時間小于1ns,峰值功率達1GW,長度1~2ns的脈沖。

　　1 延遲擊穿開關物理機制

　　半導體二極管延遲擊穿效應由I.V.Grekhov等人發現。當某種結構(如p+nn+)的硅二極管兩端快速加壓到超過靜態擊穿電壓時，器件在快速擊穿前有幾ns的延遲。當雪崩電離波以快于載流子飽和漂移的速度掃過本征材料區時，就會發生ps級擊穿，工作原理簡述如下。

　　對圖1所示的半導體(硅材料)pn結二極管，其p+n結的靜態擊穿電壓為：

(1)

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　　式中：Ec為碰撞電離的臨界電場強度;NA為p+ 區摻雜濃度，NA=1019cm-3;ND為n區摻雜濃度，ND=1014cm-3;ε為材料介電常數;q為電子電荷。

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　　通過求解泊松方程，可以得到在常幅度電流密度J0反向施加于上述二極管時空間電荷區(SCR,space-chargeregion)中電場強度隨時間的變化。SCR中時變電場值與臨界擊穿場強Ec值相交叉的點隨時間向nn+ 結移動。通過簡單的分析可以得到，當電流密度J0為常數時，該交叉點的移動速度：

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　　(3)式表明：有可能產生一個速度比飽和漂移速度更快的雪崩電離波前，且可以把該波前看成是通過n區傳播的電離波，并由此產生高電導的電子空穴等離子體。如果驅動二極管的電流足夠大，以致電場增大的速度高于由于電離碰撞引起的載流子產生所導致的電場減小的速度，那么在SCR中就會產生E>Ec的區域，從而導致延遲擊穿效應。

　　從前面所述的延遲擊穿開關物理機制可看出，產生延遲擊穿雪崩電離波的必要條件是：

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　　式中：vs是載流子飽和漂移速度。

　　從(1)式可以看到，器件n區的摻雜濃度取決于所需雪崩擊穿電壓值VBR,對脈沖功率技術應用來說，VBR越大越好，所以ND越低越好。如果取ND=1014cm-3,vs=1.0×107cm/s,可得Jmin=160A/cm2,所以要求外加反偏電壓所產生的電流密度至少大于160A/cm2.我們知道，在雪崩擊穿前，SCR中只有位移電流，對于具有常值dV/dt的外加脈沖來說，它在SCR區中產生的位移電流：

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　　式中：VA是加于二極管的電壓;Vbi為內建電勢(一般為0.5~0.8V)。對圖1所示器件，若dVA/dt≥4kV/ns,VA=4kV(代入公式(5)時取負值，因為其正極加在n端，見圖1)，利用公式(5)可算得Jd=183A/cm2,滿足發生雪崩的必要條件式(4)。

　　2 DBD器件仿真結果及分析

　　本文通過求解一組耦合、剛性、非線性方程組，并根據實際情況選擇相關物理模型(遷移率、產生復合等)，獲得關鍵半導體器件的宏觀行為。重點對具有不同結構參數和物理參數的DBD器件在不同激勵源下的延遲擊穿效應進行了仿真，研究了不同參數對延遲擊穿半導體開關二極管開關特性(上升時間、脈沖寬度)的影響。仿真的器件結構和簡化電路模型如圖1所示，器件面積為0.01cm2,p+ 區摻雜濃度NA=1019cm-3,n+ 區摻雜濃度ND=1019cm-3,負載R=50Ω。激勵源具有常dV/dt上升沿的波，如圖2所示，幅度為2.3kV,選擇該波形是便于理論分析。

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　　圖1 延遲擊穿二極管結構和模擬簡化電路

　　圖2中帶三角符號的實線表示峰值為2.3kV的輸入驅動脈沖，剛開始有一個小的前脈沖，然后有一個小的上升，最后是較快的上升，上升沿時間為300ps.另一條曲線表示50Ω負載的電壓，即銳化后的輸出脈沖，從470V到峰值2.18kV處上升時間為90ps.可見DBD器件能有效地阻止前脈沖和慢的上升，在峰值電壓處擊穿(關閉)很快。

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　　圖2 典型輸入電壓和輸出電壓波形

　　圖3和圖4分別表示DBD輸出與其橫截面積及負載電阻的關系。Focia等人認為，器件面積依賴于所需的功率控制能力，對輸出負載卻沒有提到。從仿真結果看，并不完全是這樣。從圖3、圖4可以看出，在一定面積或負載電阻R 范圍內，輸出電壓幅度幾乎不變，上升時間則差不多單調上升;在該范圍低端，當面積或負載電阻減小時輸出幅度單調下降，但上升時間卻存在極小值。這是因為在上述范圍內，截面積增加，則通過負載的電流增加，從而輸出幅度變大，但加在負載上的電壓的增加必然導致DBD兩端電位的下降，從而使雪崩電流減少，進而導致輸出電壓減小，綜合結果是輸出幅度幾乎不變，這可以認為類似于負反饋情形。上升時間方面，隨著R 或面積的增加，DBD兩端電壓的加載速率dV/dt下降，因而上升時間增加。在上述范圍內，負載電阻改變時情形也一樣。在上述范圍以外，當面積減小時，由于雪崩產生的等離子體數量有限，雪崩電流減小，因而輸出幅度減小;R 減小時，電路中電流增加，DBD電壓下降，導致輸出幅度減小。上升時間方面，情況比較復雜，不同R 時輸入電壓DBD端電壓波形如圖5所示，從圖5可以看出，R 兩端的電壓上升時間決定于DBD端電壓的下降時間。隨著R 的減小，從圖4可以得到，DBD端電壓下降時間(即R 兩端的電壓上升時間)在R=40Ω處存在極值。因為，隨著R 的進一步減小，處于雪崩狀態的DBD電阻相對變大，這樣DBD上的壓降最小值(對應于R 上的最大值)增大，因此下降變化率減小，上升時間反而增加，故上升時間在R=40Ω處出現極值。面積減小時的情形也很類似。

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　　圖3 電壓峰值及上升時間與其橫截面積的關系

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　　圖4 電壓峰值及上升時間與負載電阻的關系

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　　圖5 輸入電壓及不同負載時的DBD端電壓波形

　　圖6表示DBD輸出隨n區長度的變化。從結果看，輸出電壓峰值對n區長度變化存在極大值，而上升時間對n區長度變化也存在極小值，且這兩個極值所對應的n區長度差不多。該值約等于器件在臨界擊穿時其SCR區(正好處于穿通狀態時)的長度值。長度低于該值，則臨界擊穿電壓下降，輸出峰值降低，上升時間增加;長度大于該值，則雪崩區域增大，漂移時間增加，達到峰值所需時間增加，輸出幅度下降。

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　　圖6 電壓峰值及上升時間隨n區長度的變化

　　圖7表示DBD輸出隨激勵源dVA/dt變化的情況，可以看出，當dVA/dt小于由式(4)和式(5)所確定的臨界值(對圖1所示的器件)，則輸出電壓為其靜態擊穿值，上升時間為輸入信號上升時間;當dVA/dt超過其發生延遲擊穿的臨界值后，輸出幅度急劇增加，上升時間急劇減小，但變化很快趨于平緩。這是因為隨著dVA/dt的增加，雪崩擊穿電流增加，這樣加在負載電阻上的電壓增加，從而加在DBD兩端的電壓下降，這必然導致雪崩電離率下降而致使電流下降，二者綜合結果便會出現平衡的結局，所以并不是dVA/dt越大越好。

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　　圖7電壓峰值及上升時間隨激勵源dVA/dt的變化

　　3 結 論

　　從DBD作為半導體開關器件在負載上的輸出脈沖幅度及上升時間兩方面綜合考慮，器件面積、負載電阻、n區長度及其摻雜以及激勵源等因素，均對DBD器件性能有很大的影響。上升時間對于面積和負載電阻均存在極小值，由于上升時間是關鍵指標之一，因此進行面積和負載電阻設計時應該選取該極值點，由于延遲擊穿過程具有強烈的非線性，該極值點只能由仿真獲得。其他方面，n區長度存在最佳值，理論上應為器件加載在所需臨界擊穿電壓值而剛好處于穿通狀態的長度值，當然最好以仿真結果為準;n區濃度越低越好，因為濃度越低，擊穿電壓越高。輸出激勵源應適當高于滿足式(4)所需的dVA/dt值，但不是越高越好，因為dVA/dt越高對前級的要求越高，然而產生的效果卻沒有多大變化。至于p+ 區和n+ 區的長度，沒有太大的影響，當然應大于其各自的穿通長度，濃度則盡量高。