高頻高壓電源作為靜電場高壓加速器的核心設備，對加速器的性能指標有直接的影響，封閉的高壓溫度影響整個電源的工作穩定性和可靠性，有必要對溫度影響最大的器件進行分析研究。

脈沖高壓調制器高壓充電電源采用絕緣磁芯變壓器（Insulated core Transformer，ICT），ICT電壓變換原理和普通變壓器相同，都是通過交變磁場耦合交換能量，ICT采用多組線圈輸出方式，通過絕緣膜使完整的鐵芯分成很多小段，每一小段對于初級線圈都是一個小功率低壓變壓器，每個小功率變壓器輸出電壓通過整流電路輸出，然后把每段的輸出電壓串聯起來得到高電壓輸出。

這種結構的好處解決了高壓變壓器的絕緣問題，初級線圈和次級線圈的絕緣耐壓問題，鐵芯和次級線圈的耐壓問題，有利于高壓側的器件選擇。恒流恒壓高壓充電源原理圖見圖1。

圖1 恒流恒壓高壓充電電源框圖

1. 二極管工作特性分析

由于高壓電源采用多輸出線圈經過整流輸出直流作為一個輸出單元，再串聯供電。每個輸出單元就有4個二極管，所以整個直流高壓輸出部分的二極管的數量多。同時因為輸出是直流高壓，所以需要對輸出高壓做密封隔離處理減少環境對高壓輸出部分的影響。密閉空間中數量龐大的二極管的發熱是一個大問題，需要對二極管的整個工作過程的功率損耗做一個仿真分析，作為二極管選擇的依據。

1.1二極管功率工作過程損耗分析

二極管工作原理是通過外加的電壓使得二極管的PN結形成的勢壘區內的電子和空穴的移動來實現導通和截止。整個過程可以如圖2所示。

圖2 二極管工作原理波形

從二極管導通到截止是一個完整的周期，整個周期中二極管的損耗分析由以下組成：

式中：d=ton/T，導通占空比；T為二極管工作周期；ton為二極管導通時間；VR和IR為二極管的截止電壓和反向截止電流；VRM和IRM為二極管的反向電壓和反向恢復峰值電流。

根據二極管的Pspice模型，通過電路仿真，分析二極管的功率損耗，提出二極管選型的依據。選擇三種二極管進行分析，分別為正向導通電壓低普通二極管S5M；快恢復二極管RS3M；無反向恢復時間SIC二極管CREE公司的C4D05120E。

1.2二極管工作特性仿真分析

首先要構建仿真電路，很多電路都可以用來測試二極管的反向恢復時間的特性，boost和單端反激等，但是前提條件就是需要整個電路工作在不連續工作狀態中，這樣才能控制電路電流電壓的條件來分析二極管反向恢復的特性，不然會受到電路以外的參數的影響。

通過測試電路分別對三種二極管的工作特性仿真，發現不同的電流下降率會有不同的反向恢復電流峰值，但是反向恢復時間基本不會跟著改變。通過對二極管關斷電流下降斜率對二極管恢復電流峰值的分析，Pspice的仿真電路如圖3所示，仿真結果為二極管D1的電流值如圖4所示。

圖3 二極管特性測試電路

圖4 SIC（a）、RS3M（b）、S5M（c）二極管仿真結果

根據二極管仿真的結果匯總成表1，表1確實說明SIC二極管沒有反向恢復電流，可以得到電流下降斜率和反向峰值電流的關系見圖5。

表1 C4D0512、S5M、RS5M仿真結果匯總

圖5 移相全橋仿真電路（a）和結果（b）

二極管在全橋移相變換電路中進行仿真，如圖5（a）所示，由于Pspice仿真條件器件數量的限制，輸出單元只能取4組，為了模擬高壓充電電源在實際工作中情況，輸出設定為2000V、500mA。通過仿真結果圖5（b）可以看到二極管在同樣的工作條件下，反向作中情況，輸出設定為2000V、500mA。通過仿真結特性的差別。二極管的反向恢復電流峰值跟斜率也確實也符合表1的斜率和反向峰值電流的關系。

通過二極管的Datasheet數據和二極管的仿真結果數據分別得到表2和表3，根據式（1）~（3）分別計算二極管在不同狀態時的功率損耗，綜合這些數據來對二極管的功率進行分析。

通過以上分析，S5M是普通的二極管是不適用于高頻的整流。RS3M雖然正向導通電壓低于C4D05120E，但是由于反向恢復時間和反向恢復電流都遠大于SIC二極管，所以整個損耗也大于C4D05120E。在不連續的Boost測試電路中C4D05120E基本沒有反向恢復時間，但是在仿真電路中的反向恢復時間還是存在，所以電路中其他的條件也會影響反向恢復特性。通過對比分析，二極管重要的兩個參數正向導通電壓和反向恢復特性，能用來作為二極管選擇的依據，對于高壓小電流的二極管來說，反向恢復特性更重要。所以選擇SIC二極管作為電源的輸出整流二極管。

表2 二極管參數

表3 二極管功率損耗統計

2. 實驗驗證

恒壓恒流高壓充電電源主電路設計和主功率電路的搭建，如圖6~8所示。通過對平面絕緣芯高壓變壓器的分析，因為多層絕緣膜自然把完整的磁鐵鐵芯分段，使得整個變壓器的激磁電感在這種結構中急劇下降。同時為了提高變壓器的激磁電感，初級線圈匝數設計為14匝，為了提高單組線圈的輸出電壓，輸出板的次級匝數提高到16匝。同時為了更好地改善二極管的溫度特性，同時在PCB上增加二極管的覆銅面積，每塊輸出板的線圈單元數為6個單元。全橋變換工作在LLC諧振狀態，可以使得整流二極管能做到零電流開通和關斷，這也會有助于二極管的工作特性的改善。

圖6 高壓輸出電路結構

圖7 單塊高壓輸出電路板

圖8 全橋LLC變換單元

如圖9所示，整流二極管的電流輸出波形，在諧振工作狀態的SIC二極管輸出電流基本沒有反向恢復時間，所以能夠改善二極管的功率損耗。整個高壓電源在輸出50kV時候的工作狀態如圖10所示，高壓電源特性每個輸出繞組單元輸出600V，總共輸出50kV，那么總共需要84個輸出單元，每個單元4個二極管，總共336個二極管，可以估算所有二極管的功率損耗。

圖9 單板輸出波形測試

圖10 高壓電源50kV輸出波形

通過讀取圖10中數據，能夠知道高壓電源的輸入電壓為556V，輸出電壓為50077V，輸入功率為20446W，負載135kΩ，功率損耗為1870W。LLC諧振功率管采用FF300R12ME4，諧振電路不考慮開通損耗，只要考慮關斷損耗和反向恢復損耗和導通功率損耗為1320.4W；濾波電容均壓并聯電阻為6.5MΩ的功率損耗390W；根據變壓器磁芯材料可以估計磁芯損耗35W；因為輸出高壓，次級線圈匝數多，PCB（PrintedCircuitBoard）板布線銅箔長度有600m，銅箔上的損耗為變壓器的銅損40W；每個線圈輸出限流電阻的功率損耗10W。

因為負載原因，高壓電源輸出50kV、371mA，根據仿真計算功率損耗約72.8W，而實際高壓電源二極管的計算損耗為74.6W，結果很接近。并且通過熱成像儀相片圖11也可以看出整個輸出變壓器的在功率輸出和不輸出時溫度基本不變，也驗證了二極管的功率計算結果。密封部分（變壓器磁芯、輸出線圈和二極管損耗）總損耗159.6W，功率損耗在可以接受的范圍，能通過空間散熱實現熱平衡。

圖11 高壓變壓器溫度對比

3. 結語

碳化硅二極管的應用改善了絕緣芯變壓器結構的輸出部分的發熱，受IGBT的開關頻率的限制沒有真正發揮碳化硅的高頻特性，隨著開關頻率的提高，碳化硅二極管的優勢會更明顯。