AD630工作原理

　　AD630的操作運(yùn)行方式可能會(huì)更容易識(shí)別為一個(gè)敏感電壓比較器的控制下的可以插入到信號(hào)路徑中的兩個(gè)固定增益級(jí)。當(dāng)電路在正相和反相增益之間轉(zhuǎn)換，他提供了基本的調(diào)制解調(diào)功能。630是唯一的包括了激光晶圓調(diào)整的薄膜反饋電阻在單片芯片內(nèi)。在圖2中配置產(chǎn)生了±2的增益并且能夠容易的通過(guò)移動(dòng)RB從地連接到輸出端口轉(zhuǎn)換到±1增益。

　　比較器選擇兩個(gè)輸入級(jí)中的一個(gè)去完成運(yùn)行的反饋連接，取消選擇輸入是關(guān)閉的，并且對(duì)操作的影響可以忽略。

　　當(dāng)通道B被選擇，電阻Ra和Rf作為反相反饋連接，在如圖3的反相增益配置框圖。放大器有足夠的環(huán)路增益來(lái)減小Rb在反饋連接的虛地端的負(fù)載效應(yīng)。當(dāng)比較器的輸入符號(hào)反轉(zhuǎn)了，輸入B取消選擇，A被選中，新的等效電路為同相增益配置（如圖4）。Ra通過(guò)了運(yùn)放的輸入終端，但由于放大器驅(qū)動(dòng)差分電壓為0，閉環(huán)增益不受影響。

　　當(dāng)Rf/Ra=1+Rf/Rb時(shí)，這兩個(gè)閉環(huán)增益大小相等，這是由于使Ra等于RfRb/（Rf+Rb），Rf和Rb的并聯(lián)等效電阻。

　　5Kk?和兩個(gè)10k?電阻可以使得AD630的增益為2。通過(guò)并聯(lián)10k?的電阻使得Rf等于5k?，減去Rb，電路被編程為±1的增益（如9a所示）。這些和其它的，使用芯片上的電阻的配置表述了一個(gè)2.5kΩ的源阻抗的反相輸入端。更完整的AD630框圖表示了在同相輸入端2.5kΩ電阻有效，這樣能夠方便減小由于輸入偏置電流導(dǎo)致的誤差。

　　ad630應(yīng)用電路一

　　鎖定放大是一種從干擾噪音中分離小窄帶信號(hào)的方法，它充當(dāng)檢測(cè)器和窄帶濾波器的作用。在有大量不相關(guān)噪音的情況下，當(dāng)期望的信號(hào)的頻率和相位已知，非常小的信號(hào)能被檢測(cè)出來(lái)。

　　鎖定放大器就是一個(gè)基本的同步解調(diào)器后跟隨一個(gè)低通濾波器。鎖定放大器的應(yīng)用的一個(gè)非常重要的測(cè)量參數(shù)就是解調(diào)器的動(dòng)態(tài)范圍，如圖14所示的原理圖，表示了用于鎖定放大器時(shí)AD630的動(dòng)態(tài)范圍，圖15為示波器照片，顯示了AD630很大的動(dòng)態(tài)范圍。此圖演示了一個(gè)400Hz的調(diào)制信號(hào)從大小近似自身100000倍的噪音信號(hào)種恢復(fù)出來(lái)。

　　測(cè)試信號(hào)400Hz的載波調(diào)制0.1Hz的正弦波產(chǎn)生，正弦調(diào)制波形用于清楚的說(shuō)明，信號(hào)通過(guò)類似于圖9b的電路產(chǎn)生，顯示在如圖15上部的軌跡。他被衰減10萬(wàn)次，規(guī)范化求和放大器的輸出B。噪音信號(hào)通過(guò)求和放大器加入到調(diào)制信號(hào)中，這個(gè)信號(hào)是簡(jiǎn)單的帶限裁剪的白噪聲。圖15的中間軌跡顯示了衰減的信號(hào)和噪音的疊加。混合信號(hào)使用相位信息同步解調(diào)（相位信息來(lái)自于調(diào)制器），結(jié)果為使用2極點(diǎn)的簡(jiǎn)單濾波器進(jìn)行低通濾波，濾波器對(duì)輸出端提供100增益，恢復(fù)后的信號(hào)在圖15的下部。

　　上述這個(gè)混合的信號(hào)和干擾噪音類似于要求進(jìn)行檢測(cè)的鎖定放大的信號(hào)。AD630精確的輸入性能提供了大于100dB的信號(hào)范圍，并且其動(dòng)態(tài)響應(yīng)允許其用于載波頻率比實(shí)例中的大于兩個(gè)或以上的數(shù)量級(jí)。一個(gè)更復(fù)雜的低通輸出濾波器，將有助于抵抗更寬的帶寬干擾。

　　ad630應(yīng)用電路二

　　圖2描繪了一條全數(shù)字電路，你可在小型CPLD中實(shí)施該電路，來(lái)產(chǎn)生圖1中的0和90？基準(zhǔn)信號(hào)。1號(hào)計(jì)數(shù)器以數(shù)字時(shí)鐘脈沖的數(shù)量N的形式來(lái)測(cè)量基準(zhǔn)信號(hào)時(shí)間，其中的基準(zhǔn)時(shí)間可能不同于50%。在基準(zhǔn)信號(hào)的每個(gè)正前沿，該計(jì)數(shù)器在N1=1處收到一條預(yù)設(shè)命令。D型雙穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器IC1產(chǎn)生這類脈沖。

　　圖1：OA1把雙極VA信號(hào)積分，并創(chuàng)建三角波。VR1和VR2獲得關(guān)于VA的90。相移基準(zhǔn)電壓。

　　圖2：你可在小型CPLD中實(shí)現(xiàn)這條全數(shù)字電路。

　　當(dāng)基準(zhǔn)時(shí)間超過(guò)N/4整數(shù)值的大約四倍時(shí)，就會(huì)缺少最后的EQ信號(hào)。為了克服這個(gè)問(wèn)題，RST脈沖和EQ脈沖的“或”組合會(huì)在每個(gè)基準(zhǔn)時(shí)間周期內(nèi)產(chǎn)生四條幾乎等距的命令。N/4整數(shù)除法是邏輯右移N1的兩位，在最后的脈沖位置上產(chǎn)生最大誤差3。T型雙穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器IC3產(chǎn)生一個(gè)信號(hào)，頻率為基準(zhǔn)信號(hào)的兩倍。這樣，準(zhǔn)確度等于3/N1。

　　為使準(zhǔn)確度至少能與AD630相比，1號(hào)計(jì)數(shù)器的N1輸出將為最高值。但是，如果你希望N1達(dá)到較高值，那么對(duì)于給定的數(shù)字時(shí)鐘頻率，位數(shù)的增加會(huì)使最大基準(zhǔn)頻率下降。