LVDS低電壓差動信號技術是應用于數(shù)據(jù)通訊、電信、ISP及儲存產(chǎn)品上多點通訊的革命性高效能基架。在許多案例中，它擴充了四倍的頻寬，并且消耗低功率，簡化終端的復雜度。本文提供了總線LVDS基架設計上的秘訣及實務設計指南，并輔以設計計算、仿真及實際硬件量測來強化上述的概念。

總線 LVDS 簡介

總線低電壓差動訊號傳輸 (BLVDS) 芯片是美國國家半導體在低電壓差動訊號傳輸 (LVDS) 技術的基礎上進一步開發(fā)出來的全新系列總線接口電路。這系列接口芯片最適用于多點傳輸電纜及基架應用方案。BLVDS 技術與標準的 LVDS 技術不同，前者可提供更高的驅動電流，因此可支持多點傳輸應用方案所必需的兩個終端裝置，而且其頻率爭奪保護功能及平衡輸出阻抗的效能也獲得加強。目前市場上已有收發(fā)器、轉發(fā)器、串聯(lián)器、解串器及時脈緩沖器等的供應。

BLVDS 芯片的低電壓差動訊號只有約 300 mV 的電壓振幅，而且轉變時間較快，令驅動器可以支持低速的應用方案 (低至只有幾兆赫或甚至直流電) 以至 400 Mbp-s 以上的高速應用方案。此外，其低電壓振幅可將功率消耗及噪聲減至最低，而差動數(shù)據(jù)傳輸設計則可支持 +/- 1 伏 (V) 的共模電壓范圍，容許芯片插入正在帶電作業(yè)的總線。

一向以來，業(yè)界只致力提高標準邏輯單端驅動器 (244 類型) 的驅動電流，以解決總線驅動的問題。雖然這個方法可提供標準的邏輯振幅及更高的驅動電流，但只能將速度提高至 10 至 20 MHz 之間，而且無法超越這個速度上限。由于單單提高驅動電流并不足以將速度進一步提高，因此便需要其它方面的改善加以配合。一直以來，每當我們提高驅動電流，訊號振幅便會縮小，于是便有基架收發(fā)器邏輯 (BTL) 電路的出現(xiàn)，這種邏輯電路可以支持 80 mA 的接收點 (sink) 及 1 伏的訊號振幅。這個設計可以輕易驅動負載較大的基架，令傳輸速度可高達 50 至 66 MHz。但 BTL 像一般的TTL 一樣，仍采用單端的設計，而且只有約 400 mV 的噪聲容限。低振幅的單端設計無法突破 100 MHz 的速度限制，因為噪聲容限已處于可以接受的最低水平。

由于 BLVDS 可將訊號振幅減至比 TTL 更低的水平，同時也可將驅動電流減低至 10 mA，因此可以無需大量電流。BLVDS 采用類似 LVDS 但可支持多點傳輸應用方案的差動數(shù)據(jù)傳輸設計，因此其噪聲容限比其它低振幅單端技術高一倍，不但確保 300 mV 的訊號振幅能在數(shù)百 Mbps 的速率下進行作業(yè)，而且又可提供雙倍的噪聲容限以及減低噪聲。由于 BLVDS 的接收器擁有共模排斥功能，因此也容許芯片插入正在帶電作業(yè)的總線。

圖 1：BLVDS 訊號
總線配置

BLVDS 芯片適用于點對點應用方案、多站式 (multi-drop) 數(shù)據(jù)分布應用方案或舊式的多點傳輸共享總線應用方案，可支持數(shù)據(jù)總線、訊號控制或時鐘分布。圖 2 顯示點對點、多站式以及多點傳輸總線的配置。多站式傳送是多點傳送的其中一個特別情況。多站式傳送應用方案采用一個供電來源驅動多個接收器。若驅動器設于總線的起點，便只需在另一端裝設終端裝置。由于多點傳輸?shù)脑O計可以容許供電來源設于總線上的任何位置，因此總線的兩端均需要裝設終端裝置。每當同一訊息需要傳送到多個地方，多站式及多點傳輸?shù)呐渲帽闩缮嫌脠觥Ｈ粢曰ミB密度作標準衡量，這種總線配置也可說極有效率。我們?nèi)粼O計通訊速度在 500 Mbps 以上的應用方案，便應考慮采用點對點鏈接，因為其中的線路互連可確保訊號質(zhì)素。

圖 2：一般的總線配置：(A) 點對點，(B) 多站式，(C) 多點傳輸

差動基架設計的 13 項秘訣

以下介紹采用 LVDS 技術的差動基架，并分別就 13 個不同的基架設計問題討論各種有關的建議、別出心裁的解決辦法、設計原則或有關技術的最新發(fā)展趨勢，以確保這種 LVDS 差動基架可以發(fā)揮最高的效能。設計秘訣均以斜體排印。

秘訣 1：邊緣速率

我們曾利用多點傳輸基架模型進行 TDR 仿真測試，并分析多點基架的邊緣速率。整個分析均采用 NESA 專有的 “被動式訊號完整性” (Passive Signal Integrity) 差動 TDR/TDT 模擬工具。

我們首先將差動式 TDR 激發(fā)訊號輸入設有 11 個插槽的基架仿真模型的第 8 插槽內(nèi)，然后分別以 0.3、0.5 及 1.0 毫微秒 (ns) 的 TDR 上升時間進行模擬，以取得不同的 TDR 模擬結果。模擬時也分別采用 0.5 吋、1.0 吋及 1.5 吋等不同的線頭長度，以便可以提供多個不同的重要參數(shù)以供參考。以下圖 3 顯示有關負載及邊緣速率的表現(xiàn)。留意圖中的曲線在接近 28 ? 的水平穩(wěn)定下來，其效果相等于將兩個 56 ? 終端電阻以平行方式連接一起。邊緣速率越快，曲線的振幅便越大。雖然高速傳輸需要較快邊緣速率的支持，但這樣會令線路出現(xiàn)嚴重的傳輸問題，不過有關問題可以稍后解決。

圖 3：分別以 0.3、0.5 和 1 ns TDR 上升時間配對 0.5 吋線頭進行的差動 TDR 模擬

TDR 模擬的結果顯示多點傳輸基架的不連續(xù)性結構。差動阻抗的起點是 100 ?。這是啟動點上的 0.5 吋線頭的差動阻抗。第一個低點的出現(xiàn)是由電路分裂及連接器負載所造成。反彈高點出現(xiàn)在基架的第一條蝕刻線路，長度約相等于插槽間距。由于線頭及連接器以這一點為連接基架蝕刻線路的接點，因此最接近的一對插槽便造成第二個低點。由于反射性不連續(xù)性、銅導線及電介質(zhì)損耗等問題，TDR 激發(fā)訊號沿著基架向前傳送時速度會減慢。測試顯示出來的阻抗計有基架蝕刻線路、連接器、線頭及芯片等的凈負載阻抗。最后的平均數(shù)值約為 28 ?，這是將以上有負載基架的一半數(shù)值以平行方式加在一起而得出來的。

計算傳輸線路數(shù)字時，轉變時間 (上升或下降) 是最重要參數(shù)，這點我們必須明白。300 ps 以上的邊緣速率已不適用于多站式或多點傳輸應用方案。

秘訣 2：線頭長度

我們也曾利用 NESA 的 TDR 及 TDT “被動式訊號完整性” 仿真方法分析線頭長度的影響。圖 4 及 5 顯示分別采用 0.5 吋、1 吋及 1.5 吋等線頭進行的差動 TDR 及 TDT 模擬測試。TDR 激發(fā)訊號的上升時間是固定的，而且只有 0.3 ns。

一如以上所述，TDR 的模擬結果顯示阻抗的變化，而 TDT 的模擬結果則顯示過大的波動。線頭越長，阻抗不連續(xù)性便越大。阻抗不連續(xù)性越大，振幅也越大。

圖 4：分別采用 0.5 吋、1 吋及 1.5 吋等線頭長度配對 300 ps 上升時間而進行的差動 TDR 模擬測試

TDR/TDT 模擬測試均顯示子卡的線頭長度應越短越好，建議長度不應超過 1.5 吋。線頭越短，效能便越高，這個定律適用于所有基架。

縮短線頭長度，以便減少傳輸線路問題的出現(xiàn)。

秘訣 3：接口組件的擺放位置

根據(jù)上述的 TDR 仿真測試及 TDR/TDT 仿真測試所顯示，線頭太長會產(chǎn)生線路傳輸?shù)膯栴}，為了減少傳輸問題的出現(xiàn)，接口芯片的位置擺放應該是首要考慮的問題，以確保線頭能縮至最短。這個建議實行起來非常簡單，若切實執(zhí)行，將有助減少許多傳輸線路問題的出現(xiàn)。

將收發(fā)器 (多點傳輸) 及接收器 (多站式傳輸) 盡量放置在靠近連接器的位置，并使用印刷電路板的底面兩面，以便將線頭縮至最短。

秘訣 4：差動阻抗

我們采用 NESA 的 Method-of-Moments 二維現(xiàn)場解方程式例程 (field solver) 以確定差動阻抗的三維參數(shù)。理想的結構正是寬邊耦合 (broadside-coupled) 差動傳輸導線所采用的結構，請參看圖 6。

BLVDS 的規(guī)定是針對每一對 100? 差動阻抗而設計。若采用以下所建議的體積參數(shù)，便可實現(xiàn)這個阻抗。按照 Method-of-Moments 的方法計算，若采用寬 7 mils、厚 1 oz、而電介質(zhì)厚度 H1、H2 及 H3 分別為 12 mils 并采用 FR4 物料的銅線電路，差動阻抗便可達到 100?。只要將每一對電路的分隔空間保持在 20 mils 以上，便可在每一對電路之間提供極低的差動及共模耦合。這種電路結構的優(yōu)點是確保電路可以在連接器的范圍內(nèi)保持緊密耦合。

采用緊密耦合的電路可確保外來的噪聲以共模形式出現(xiàn)，以便接收器可以將之排斥。此外，緊密耦合電路也可減低幅射數(shù)量。

基架的實際阻抗隨著基架的負載大小而改變。為了確定實際的阻抗，我們采用 NESA 專有的 “被動式訊號原整性” 差動 TDR 模擬測試分析設有 20 條插槽的基架。我們首先將差動 TDR 激發(fā)訊號輸入基架的一端，其 TDR 上升時間設定為 300ps，而 TDR 差動內(nèi)在阻抗則設定為 100?。

我們根據(jù)以下四個不同負載情況，進行了不同的 TDR 模擬分析，以確定基架的實際阻抗：
1) 100? 原始差動阻抗的印刷電路板基架蝕刻電路；
2) 基架的一面裝滿了 2mm 連接器；
3) 所有 20 個插槽均插滿了邏輯電路卡，線頭均為 1 吋 (并無芯片)；
4) 每一張插卡的每一線頭末端均加設了 DS92LV090A 收發(fā)器。

?7 顯示負載一如所料可減少基架阻抗。若基架已加載半數(shù) 2mm 的連接器 (只限于接腳)，其基架實際阻抗會減少至約 78?。線頭為 1 吋的滿載基架只有約 55? 的實際阻抗。加載了裝置 (DS92LV090A) 之后，基架阻抗減至約 53?。

阻抗軌跡上所見的波動是由于連接器及線頭負載出現(xiàn)阻抗不連續(xù)性的反射(discontinuity reflection)。接近 TDR 驅動點的上升時間較為明顯，足以使我們清楚區(qū)分蝕刻電路 (阻抗較高) 與連接器線頭 (阻抗較低)。當 TDR 階梯函數(shù)曲線往基架下方移動，上升時間漸漸失去其清晰度，令我們較難區(qū)分波形的已加載及未加載部分，而有關數(shù)字更融入所量度的平均阻抗之中。

由于互相緊貼的插卡產(chǎn)生分布式電容負載，因此基架的實際阻抗 (負載阻抗) 會較低。此外，數(shù)據(jù)傳輸速度 (基架下方的每一單位延誤) 也會受基架的負載影響。包括連接器、線頭及設備電容器等負載在內(nèi)的滿載基架比未滿載基架慢約 50%。

秘訣六：總線終端裝置

對于 BLVDS 來說，一般的多點傳輸 (multi-point) 應用方案只需要在總線兩端的線路之間加設一個電阻。但多站式 (multi-drop) 的應用方案便需要一至兩個電阻，視乎驅動器的位置而定。電阻值應相等于線路的實際負載差動阻抗。我們寧可高估電阻值，即使出現(xiàn)輕微的正反射也無需擔心，總比電阻值太低，令接收的訊號電壓減弱為好。電阻值的大小隨著不同的應用方案而不同，視乎線路阻抗 (無負載)、插卡之間的距離、以及加設插卡所產(chǎn)生的電容負載而定。在一般的應用情況下，這個電阻值會介于 50 至 100? 之間。若加了兩個電阻作為終端裝置，驅動器會把這兩個電阻視為平行連接，令負載介于 25 至 50? 之間。正因如此，美國國家半導體的 BLVDS 芯片所提供的驅動電流是標準 LVDS 驅動器的三倍。以 10mA 的驅動電流計，采用 BLVDS 芯片便可驅動 50? 以下的阻抗，而且可以達到采用 LVDS 芯片搭配 3mA 驅動器驅動 100? 負載時所能達到的水平。基架上的負載若互相過于緊貼，在一般情況下均會將基架阻抗減至 50? 以下。

圖 8：負載不足、相同負載及超額負載等三種終端裝置的波形
圖 8 分別顯示三個終端接收器輸入的差動波形。有負載基架的實際阻抗是 56?，所顯示的波形分別來自相同負載的終端裝置 (56?)、雙倍負載的終端裝置 (112?) 以及半載的終端裝置 (28?)。以噪聲容限作為標準衡量，相同負載及超額負載的終端裝置具有最大的噪聲容限。上述模擬采用滿載的 18 插槽多點傳輸基架進行。驅動器裝設于第 18 插槽。圖中顯示的是第 1 插槽接收器輸入的波形。