三、SMPS拓撲及轉換原理

SMPS拓撲及轉換原理

根據電路拓撲的不同，SMPS可以將直流輸入電壓轉換成不同的直流輸出電壓。實際應用中存在多種拓撲結構，比較常見有三種基本類型，按照功能劃分為(參見圖2)：降壓(buck)、升壓(boost)、升/降壓(buck-boost或反轉)。下面還將討論圖2中所畫出的電感充電/放電通道。

三種拓撲都包括MOSFET開關、二極管、輸出電容和電感。MOSFET是拓撲中的有源受控元件，與控制器(圖中沒給出)連接，控制器輸出脈寬調制(PWM)方波信號驅動MOSFET柵極，控制器件的關斷或導通。為使輸出電壓保持穩定，控制器檢測SMPS輸出電壓，并改變方波信號的占空比(D)，即MOSFET在每個開關周期(TS)導通時間。D是方波導通時間和周期的比值(TON/TS)，直接影響SMPS的輸出電壓。兩者之間的關系在等式4和等式5給出。

MOSFET的導通和關斷狀態將SMPS電路分為兩個階段：充電階段和放電階段，分別表示電感中的能量傳遞狀態(參見圖2的環路)。充電期間電感所儲存的能量，在放電期間傳遞給輸出負載和電容上。電感充電期間，輸出電容為負載供電，維持輸出電壓穩定。根據拓撲結構不同，能量在電路元件中循環傳遞，使輸出電壓維持在適當的值。

在每個開關周期，電感是電源到負載能量傳輸的核心。如果沒有電感，MOSFET切換時，SMPS將無法正常工作。電感(L)中所儲存的能量(E)取決于電感電流值(I)：

在每個開關周期中(圖3)，電感兩端的電壓恒定，因此電感中的電流線性變化。根據基爾霍夫電壓環路定律，可以得到開關過程中電感兩端電壓，注意極性以及VIN / VOUT的關系。例如，升壓轉換器的放電期間，電感兩端電壓為-(VOUT - VIN)。因為VOUT > VIN，所以電感兩端電壓為負。

充電期間，MOSFET導通，二極管反向偏置，能量從電源傳遞給電感(圖2)。由于電感兩端電壓(VL)為正，電感電流將逐漸上升。同時，輸出電容將前一個周期存儲的能量傳遞給負載，以保持輸出電壓的恒定。

圖3. 穩態時電感的電壓、電流特性。

放電期間，MOSFET關斷，二極管正向偏置并導通。由于此時電源不再對電感充電，電感兩端電壓極性反轉，并且將能量釋放給負載，同時補充輸出電容的儲能(圖2)。放電時，電感電流逐漸下降，放電電流如上述關系式所示。

充電/放電周期循環，并保持一個穩定的開關狀態。在電路建立穩態的過程中，電感電流逐漸達到其穩定值，該電流是直流電流和電路在兩個階段切換時所產生的交流電流(或電感紋波電流)之和(圖3)。直流電流的大小與輸出電流成正比，也取決于電感在SMPS拓撲中的位置。紋波電流需要經過SMPS濾波，以獲得真正的直流輸出。濾波由輸出電容完成，它對于交流信號呈現較低的阻抗。不需要的輸出紋波電流通過輸出電容旁路，并且當電流對地放電時保持電容電荷恒定。因此，輸出電容還起到穩定輸出電壓的作用。實際應用中，輸出電容的等效串聯電阻(ESR)產生的輸出電壓紋波與電容的紋波電流成正比。

由此可見，能量在電源、電感和輸出電容間傳遞，保持輸出電壓恒定，為負載供電。那么，通過SMPS間的能量傳遞如何確定輸出電壓和輸入/輸出電壓轉換比? 如果能夠理解電路作用一個周期性波形的穩態過程，便可以很容易的計算出這些數值。穩態期間，有一個變量在重復周期TS的開始階段與結束階段相等。對于電感而言，如上所述，其電流周期性的充電與放電，因此其電流在PWM周期的開始階段應該與結束階段相等。這意味著，電感電流在充電過程的變化量(ΔICHARGE)應等于在放電過程的變化量(ΔIDISCHARGE)。建立充電和放電期間電感電流變化的等式，可得到下面的表達式：

簡而言之，在不同的工作周期，電感電壓和時間的乘積相等。因此，從圖2的SMPS電路中，我們可以很容易的得到穩態時的電壓和電流轉換比。對于降壓電路，根據充電電路的基爾霍夫電壓環路可得到電感兩端的電壓為(VIN - VOUT)。同理，放電過程中電路電感兩端的電壓為-VOUT。根據等式3，可得出電壓的轉換比為：

從這一系列等式可以看出，降壓轉換器的輸出相比VIN增大了D倍，而輸入電流則比負載電流大D倍。表1列舉了圖2中所示拓撲結構的轉換比。有些復雜的拓撲結構可能難以分析，但是利用這個方法解等式3和5可得到全部SMPS的轉換比。

四、三電平DC/DC變換器的拓撲結構及其滑模控制方法

摘要：首先闡述了三電平DC/DC變換器拓撲的推導過程，給出了6種非隔離三電平DC/DC變換器和5種隔離三電平DC/DC變換器拓撲結構；分析了三電平DC/DC變換器中，如何設計濾波電路的參數以提高其動態品質；最后以Buck三電平變換器和Buck?Boost三電平變換器為例，分析了滑模控制在三電平DC/DC變換器中的應用前景。

1??? 引言

??? J.Renes Pinheiro于1992年提出了零電壓開關三電平DC/DC變換器^[1]，該變換器的開關應力為輸入直流電壓的1/2，非常適合于輸入電壓高、輸出功率大的應用場合。因此，三電平DC/DC變換器引起了廣泛關注，得到了長足發展。目前，三電平技術在已有的DC/DC變換器中，均得到了很好的應用。部分三電平DC/DC變換器在降低開關應力的同時，還大大減小了濾波器的體積，提高了變換器的動態特性。三電平技術的應用，充分體現了“采用有源控制的方式減小無源元件體積”的學術思想。

2??? 三電平DC/DC變換器拓撲的推導與發展

2.1??? 三電平兩種開關單元

??? 文獻[2]分析了三電平DC/DC變換器的推導過程：用2只開關管串聯代替1只開關管以降低電壓應力，并引入1只箝位二極管和箝位電壓源(它被均分為兩個相等的電壓源)確保2只開關管電壓應力均衡。電路中開關管的位置不同，其箝位電壓源與箝位二極管的接法也不同。文中提取出2個三電平開關單元如圖1所示。圖1(a)中，箝位二極管的陽極與箝位電壓源的中點相連，稱之為陽極單元；圖1(b)中，箝位二極管的陰極與箝位電壓源的中點相連，稱之為陰極單元。

2.2??? 六種非隔離三電平DC/DC變換器

??? 三電平DC/DC變換器的推導過程可以總結為以下三個步驟：一是將基本變換器的開關管替換為相互串聯的2只開關管；二是尋找或構成箝位電壓源；三是從箝位電壓源的中點引入1只箝位二極管到相互串聯的2只開關管的中點，箝位二極管的放置與2只開關管與箝位電壓源聯接的地方有關。

??? 為了確保2只開關管的電壓應力相等，三電平DC/DC變換器一般由圖1所示的兩種開關單元共同組成。文獻[2]所分析的半橋式三電平DC/DC變換器的推導思路，可以推廣到所有的直流變換器中，由此提出了一族三電平DC/DC變換器拓撲，包括Buck，Boost，Buck?Boost，Cuk，Sepic，Zeta等6種非隔離的三電平DC/DC變換器，但是這6種非隔離的三電平DC/DC變換器的輸入與輸出是不共地的，這個缺點限制了它們的使用范圍。

(a)??? 三電平陽極單元??? (b)??? 三電平陰極單元

圖1??? 兩種三電平開關單元

??? 文獻[10]提出將隔直電容引入到輸入輸出不共地的非隔離三電平DC/DC變換器中，并對變換器結構進行改進，使其輸入與輸出共地。改進后的變換器保留了改進前的變換器的所有優點，即：開關管的電壓應力為輸入電壓的1/2；可以大大減小儲能元件的參數；續流二極管的電壓應力為輸入電壓的1/2。圖2所示為6種輸入輸出共地的非隔離三電平DC/DC變換器。

(a)Buck三電平DC/DC變換器(b)Boost三電平DC/DC變換器(c)Buck-Boost三電平DC/DC變換器

(d)Cuk三電平DC/DC變換器(e)Sepic三電平DC/DC變換器(f)Zeta三電平DC/DC變換器

圖2??? 非隔離式三電平DC/DC變換器

2.3??? 五種隔離三電平DC/DC變換器

??? 同理，可以推導出Forward，Flyback，Push-Pull，半橋和全橋等隔離的三電平DC/DC變換器[2]，如圖3所示。

(a)??? Forward三電平DC/DC變換器

(b)Flyback三電平DC/DC變換器

(c)??? Push-Pull三電平DC/DC變換器

(d)??? 半橋三電平DC/DC變換器

(e)??? 全橋三電平DC/DC變換器

圖3??? 隔離式三電平DC/DC變換器

3??? 三電平DC/DC變換器中濾波元件參數的選擇

??? 上述6種非隔離的三電平DC/DC變換器和全橋三電平DC/DC變換器均可以得到三電平輸出波形，從而大大減小了濾波元件的參數。文獻[3,4]詳細分析了一類零電壓零電流開關復合式全橋三電平DC/DC變換器，該變換器的輸出整流電壓高頻交流分量很小，可以減小輸出濾波器，改善變換器的動態性能；同時其輸入電流脈動很小，可以減小輸入濾波器。

??? 下面以Buck三電平DC/DC變換器和傳統的Buck變換器中濾波器的參數設計為例進行比較。圖4表明Buck三電平DC/DC變換器的電感電流最大脈動量僅為Buck變換器的1/4。如果兩者電感電流脈動的最大值相同，那么Buck三電平DC/DC變換器的濾波電感量可減小為Buck變換器的濾波電感量的1/4。

圖4??? BuckTL變換器的電感量為Buck變換器電感的1/4

??? 在設計一個電源時，其輸出紋波大小都有明確的限制，據此，可以計算出輸出濾波電容的大小。經過分析，如果電感電流脈動相同，Buck三電平DC/DC變換器的輸出濾波電容放電頻率較Buck變換器提高了1倍，因此其濾波電容是可以減小為Buck變換器濾波電容量的1/2。考慮到電容寄生參數的影響，濾波電容的值要適當放大，并采用多個較小容量電容并聯的方式以減小等效串聯電阻（ESR）。

4??? 滑模控制在三電平DC/DC變換器中的應用研究

??? 在實際應用中，因為三電平DC/DC變換器開關數目比較多，控制相對比較復雜，對它的控制方法的研究還處于起步階段。三電平DC/DC變換器工作時有多個模態，且每個模態有其獨立的狀態方程，要對三電平DC/DC變換器進行系統的解析分析比較困難。目前，三電平DC/DC變換器中一般采用脈寬調制(PWM)和交錯控制相結合的方法。但是PWM控制有其固有的缺陷，即它的控制性能依賴于系統參數。當系統受到瞬態或持續擾動時，系統的參數也會改變，甚至會出現參數不匹配的情況，這樣控制性能將大大降低。

??? 為了提高和改善三電平DC/DC變換器的穩定性，抗負載擾動及參數攝動，快速性等，現代控制理論如自適應控制，非線性反饋線性化控制，滑模變結構控制，最優控制，以及模糊控制，神經網絡等智能控制在三電平DC/DC變換器中的應用研究也將逐步開展。但目前還尚未有文獻論述。

??? 其中，滑模變結構控制在電力電子系統中改善魯棒性，動態品質，控制硬件電路的設計等方面取得了一些成果[8，9]。滑模控制本質上是一種變結構控制，它的突出優點是其控制性能不依賴于系統參數。文獻[8]詳細介紹了DC/DC變換器的滑模變結構控制，論述了如何以等效控制作為分析手段來分析Buck,Boost,Buck?Boost變換器，該方法保證了系統在大信號和小信號情況下的穩定性。

??? 對于三電平DC/DC變換器，由于其特有的多模態工作情況，很適合于采用滑模變結構控制來實現和改善變換器的動態性能和魯棒性。圖5給出了Buck三電平DC/DC變換器的實驗原理圖，圖6給出了Buck?Boost三電平DC/DC變換器的實驗原理圖。滑模控制硬件電路實現簡單，理論上有無限高的開關頻率，但是受實際開關器件的頻率限制，要求在滑模控制的控制信號輸出端加一個延遲環節，一般采用施密特觸發器來實現。400Hz驅動信號是用來實現電壓輸入擾動和負載擾動，以驗證滑模控制對這兩個擾動的魯棒特性。

圖5??? 基于滑模控制的Buck三電平DC/DC變換器實驗原理圖

圖6??? 基于滑模控制的Buck?Boost三電平DC/DC變換器實驗原理圖

??? 但是,由于三電平DC/DC變換器的開關數目比較多，不再是簡單的{0,1}標量控制，這給滑模面的選擇和控制律的選取造成了一定的困難。關于這方面的研究，作者將在另文中作進一步的探索。

5??? 結語

??? 本文從三電平DC/DC變換器拓撲的推導過程，三電平DC/DC變換器中濾波元件參數的設計，以及三電平DC/DC變換器中控制方法的研究等幾個方面詳細論述了近年來三電平DC/DC變換器研究的現狀。

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