??? 為了有效利用感應(yīng)耦合器磁化電感和匝間電容，可以采用不同的串聯(lián)諧振變換器。一種拓?fù)湫问绞菆D13所示的串并聯(lián)LLCC諧振變換器。另外一些諧振變換器也可考慮。如前所述，匝間電容、磁化電感和漏感均得到了充分利用。這一方案因變換器和感應(yīng)耦合器得到了很好的匹配，頗具吸引力。

圖13??? 串并聯(lián)LLCC諧振變換器

??? 該變換器可以工作于高于諧振頻率的ZVS狀態(tài)，或低于諧振頻率的ZCS狀態(tài)，如圖14所示。輸出電壓可采用變頻控制。然而，為了優(yōu)化感應(yīng)耦合器性能，一般設(shè)計為高頻對應(yīng)于輕載工作，低頻對應(yīng)于重載工作，從而在頻率變化范圍內(nèi)，變換器的開關(guān)損耗基本保持恒定。

圖14??? 串并聯(lián)諧振的兩種軟開關(guān)工作模式

??? 由于并聯(lián)諧振電路的升壓特性，最大的變換器電壓增益稍大于1。對于輸入電壓450V，輸出電壓400V，可用1∶1的匝比。這種變換器輕載工作時輸出電壓控制特性比較差，需要采用其他的一些控制技術(shù)。一種方案是使用輸入Boost級調(diào)節(jié)輸出電壓，另一種方案是采用PWM或移相控制。這兩種控制技術(shù)在相關(guān)文獻(xiàn)中都有較詳細(xì)的介紹。

4.3??? 充電模式3

??? 這是一種快速充電模式，主要針對長距離旅行情況進(jìn)行充電。充電器對應(yīng)高功率特性（>100kW），主要用于一些固定的充電站。對于100kW的功率等級，充電時間約為15min。為提高功率因數(shù)，降低輸入電網(wǎng)諧波，變換器輸入端一般需要采用有源整流電路，如圖15所示。可以采用不同的控制方案，包括矢量控制，六階梯波控制，數(shù)字控制技術(shù)等[11]。

圖15??? 有源輸入整流電路

??? 為了進(jìn)一步提高變換效率，允許高頻工作，可以采用如圖16所示的ZVT電路。利用輔助電路實現(xiàn)了主開關(guān)器件的ZVT，主開關(guān)仍為PWM控制。

圖16??? ZVT三相Boost整流輸入電路

??? 如前所述，高功率充電模式通常只在充電站使用。因為，充電站可能會裝有多個充電器，每個充電器均采用單獨的整流級必然會使系統(tǒng)體積龐大，成本大大增加。為簡化系統(tǒng)設(shè)計，可為整個充電站配備一個專門的PFC或諧波補償變換器，從而充電主電路，都連接在同一個有源輸入整流電路上，如圖17所示。

圖17??? 配備專門的PFC或諧波補償器的充電器系統(tǒng)主電路結(jié)構(gòu)

??? 有源濾波器定額約為充電站額定功率定額的20％。在整流端一般采用直流側(cè)電感來提高整流器的功率因數(shù)，可以選用串聯(lián)或并聯(lián)方式的有源濾波方案。

??? 有源濾波器可以采用傳統(tǒng)硬開關(guān)PWM逆變器電路，或采用軟開關(guān)逆變器，從而工作在更高開關(guān)頻率，提高控制帶寬，對更高階的諧波進(jìn)行補償。諧振直流環(huán)節(jié)變換器比較適合于在較寬中功率范圍逆變器場合下工作。圖18給出了有源箝位諧振直流環(huán)節(jié)逆變器功率電路。

圖18??? 有源嵌位諧振直流環(huán)節(jié)逆變器功率電路

??? 與傳統(tǒng)PWM變換器不同的是，諧振直流環(huán)節(jié)逆變器采用離散脈沖調(diào)節(jié)（DPM，Discrete Pulse Modulation）控制，開關(guān)頻率較高，所需的濾波器尺寸較小。此外，由于dv/dt得以控制，所產(chǎn)生的EMI較小。

??? 與充電模式2類似，充電變換器可以直接采用全橋或帶諧振的全橋變換器。但是，由于充電模式3功率級更高，與諧振式全橋變換器相比，一般的全橋變換器必然會對應(yīng)很高的峰值電流。因此，應(yīng)當(dāng)考慮采用ZVS或ZCS諧振全橋拓?fù)鋪碛行Ы档蛽p耗。

??? 如前所述，串并聯(lián)全橋諧振型變換器是可選拓?fù)洌鼭M足了感應(yīng)耦合充電變換器的所有設(shè)計考慮，并且完全利用了感應(yīng)耦合器的等效電路元件。根據(jù)功率器件性能差異，可分別選擇ZVS或ZCS方案。

??? 對于高功率等級和高頻場合，具有相對較小導(dǎo)通損耗和高頻能力的IGBT具有較大的吸引力。由于感應(yīng)耦合器優(yōu)化設(shè)計的頻率范圍為70～300kHz，因此，需要軟開關(guān)技術(shù)來優(yōu)化IGBT的性能。文獻(xiàn)[10]中結(jié)果表明：在ZVS情況下，IGBT關(guān)斷損耗仍然較大，管芯溫度較高；而ZCS可使得IGBT在ZCS情況下關(guān)斷，減小了關(guān)斷損耗，使IGBT能夠更好地用于高開關(guān)頻率下。

??? 為了進(jìn)一步降低器件電流應(yīng)力，減小傳輸電纜的尺寸和重量，可以采用較高電平的總線電壓。此時感應(yīng)耦合器可以采用2∶1的匝比。從而當(dāng)副邊采用4匝時，原邊要采用8匝。對于400V的電池電壓，直流總線電壓至少必須為DC800V，此時必須采用定額為1200V/400A的IGBT。

5??? 結(jié)語

??? 本文根據(jù)SAEJ-1773對感應(yīng)耦合器的規(guī)定，對電動汽車供電電池的充電器進(jìn)行了討論。根據(jù)感應(yīng)耦合器的標(biāo)準(zhǔn)及不同的充電模式，確定了與感應(yīng)耦合器相匹配的充電器的幾種設(shè)計方案，對適合不同充電模式的電路拓?fù)溥M(jìn)行了選擇。最后給出了分別適合于不同充電等級的備選變換器拓?fù)浞桨浮?/p>

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二、中高壓變頻器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的分析比較

摘要：對中高壓變頻器幾種常見的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行了分析比較，對不同電路結(jié)構(gòu)的中高壓變頻器的可靠性、冗余設(shè)計、諧波含量及dv/dt等指標(biāo)進(jìn)行了深入的討論，并對中高壓變頻器的發(fā)展方向提出了自己的看法。

1前言

眾所周知，大功率風(fēng)機、水泵的變頻調(diào)速方案，可以收到顯著的節(jié)能效果，其直接經(jīng)濟(jì)效益很大，宏觀經(jīng)濟(jì)效益及社會效益則更大。可以預(yù)計，大功率交流電機變頻調(diào)速新技術(shù)的發(fā)展是我國節(jié)能事業(yè)的主導(dǎo)方向之一。 目前，阻礙變頻調(diào)速技術(shù)在高壓大功率交流傳動中推廣應(yīng)用的主要問題有兩個：一是我國大容量（200kW以上）電動機的供電電壓高（6kV、10kV），而組成變頻器的功率器件的耐壓水平較低，造成電壓匹配上的難題；二是高壓大功率變頻調(diào)速系統(tǒng)技術(shù)含量高，難度大，成本也高，而一般的風(fēng)機、水泵等節(jié)能改造都要求低投入、高回報，從而造成經(jīng)濟(jì)效益上的難題。這兩個世界性的難題阻礙了高壓大容量變頻調(diào)速技術(shù)的推廣應(yīng)用，因此如何解決高壓供電和用高技術(shù)生產(chǎn)出低成本高可靠性的變頻調(diào)速裝置是當(dāng)前世界各國相關(guān)行業(yè)競相關(guān)注的熱點。 一般來講，在高壓供電而功率器件耐壓能力有限的情況下，可采用功率器件串聯(lián)的方法來解決。但是器件在串聯(lián)使用時，因為各器件的動態(tài)電阻和極電容不同，而存在靜態(tài)和動態(tài)均壓的問題。如果采用與器件并聯(lián)R和RC的均壓措施，會使電路復(fù)雜，損耗增加；同時，器件的串聯(lián)對驅(qū)動電路的要求也大大提高，要盡量做到串聯(lián)器件同時導(dǎo)通和關(guān)斷，否則由于各器件開斷時間不一，承受電壓不均，會導(dǎo)致器件損壞甚至整個裝置崩潰。

諧波問題是所有變頻器的共同問題，尤其在大功率變頻調(diào)速中更為突出。諧波會污染電網(wǎng)，殃及同一電網(wǎng)上的其它用電設(shè)備，甚至影響電力系統(tǒng)的正常運行；諧波還會干擾通訊和控制系統(tǒng)，嚴(yán)重時會使通訊中斷，系統(tǒng)癱瘓；諧波電流也會使電動機損耗增加，因而發(fā)熱增加，效率及功率因數(shù)下降，以至不得不“降額”使用。?

中高壓變頻器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的分析比較

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還有效率問題，變頻調(diào)速裝量的容量愈大，系統(tǒng)的效率問題也就愈加重要。采用不同的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，使用的功率器件的種類、數(shù)量的多少，以及變壓器，濾波器等的使用，都會影響系統(tǒng)的效率。為了提高系統(tǒng)效率，必須設(shè)法盡量減少功率開關(guān)器件和變頻調(diào)速裝置的損耗。

可靠性和冗余設(shè)計問題，一般的高壓大功率拖動系統(tǒng)都要求很高的系統(tǒng)可靠性，尤其是國民經(jīng)濟(jì)的重要部門如電力、能源、冶金、礦山和石化等行業(yè)，一旦出現(xiàn)故障，將會造成人民生命財產(chǎn)的巨大損失，因此高壓變頻裝置設(shè)計中是否便于采用冗余設(shè)計及旁路控制功能也是至關(guān)重要的。

目前世界上的高壓變頻器不象低壓變頻器那樣具有成熟的、一致性的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，而是限于采用目前電壓耐量的功率器件，如何面對高壓使用條件的要求，國內(nèi)外各變頻器生產(chǎn)廠商八仙過海，各有高招，因此其主電路結(jié)構(gòu)不盡一致，但都較為成功地解決了高電壓大容量這一難題。當(dāng)然在性能指標(biāo)及價格上也各有差異。如美國羅賓康（ROBICON）公司生產(chǎn)的完美無諧波變頻器；洛克韋爾（AB）公司生產(chǎn)的Bulletin1557和PowerFlex7000系列變頻器，德國西門子公司生產(chǎn)的SIMOVERTMV中壓變頻器；瑞典ABB公司生產(chǎn)的ACS1000系列變頻器；意大利ANSALDO公司生產(chǎn)的SILCOVERT?TH變頻器以及日本三菱、富士公司生產(chǎn)的完美無諧波變頻器和國內(nèi)北京的凱奇、先行、利德華福公司和成都佳靈公司生產(chǎn)的高壓變頻器等。

本文對中高壓變頻器幾種常用的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行了分析比較，對不同電路結(jié)構(gòu)的中高壓變頻器的可靠性、冗余設(shè)計、諧波含量以及dv/dt等指標(biāo)進(jìn)行了深入的討論，并對中高壓變頻器的發(fā)展方向提出了自己的看法。

2功率器件串聯(lián)二電平電流型高壓變頻器

美國洛克韋爾公司的中壓變頻器Bulletin1557系列，其電路結(jié)構(gòu)為交?直?交電流源型，采用功率器件GTO串聯(lián)的兩電平逆變器。其控制方式采用無速度傳感器直接矢量控制，電機轉(zhuǎn)矩可快速變化而不影響磁通，綜合了脈寬調(diào)制和電流源結(jié)構(gòu)的優(yōu)點，其運行效果近似直流傳動裝置。該公司可提供幾種方案以滿足諧波抑制的要求，如標(biāo)準(zhǔn)的12脈沖和18脈沖及PWM整流器，標(biāo)準(zhǔn)的諧波濾波器及功率因數(shù)補償器，以使其諧波符合IEEE519?1992標(biāo)準(zhǔn)的規(guī)定。圖1所示為18脈沖整流器的Bulletin1557變頻器的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖。

AB公司于近期推出新一代的中壓變頻器PowerFlex7000系列，用新型功率器件——對稱門極換流晶閘管（SGCT）代替原先的GTO，使驅(qū)動和吸收電路簡化，系統(tǒng)效率提高，6kV系統(tǒng)每個橋臂采用三只耐壓為6500V的SGCT串聯(lián)。

電流源變頻器的優(yōu)點是易于控制電流，便于實現(xiàn)能量回饋和四象限運行；缺點是變頻器的性能與電機的參數(shù)有關(guān)，不易實現(xiàn)多電機聯(lián)動，通用性差，電流的諧波成分大，污染和損耗較大，且共模電壓高，對電機的絕緣有影響。

AB公司的變頻器采用功率器件串聯(lián)的二電平逆變方案，結(jié)構(gòu)簡單，使用的功率器件少，但器件串聯(lián)帶來均壓問題，且二電平輸出的dv/dt會對電機的絕緣造成危害，要求提高電機的絕緣等級；且諧波成分大，需要專門設(shè)計輸出濾波器，才能供電機使用，即使如此其總諧波畸變THD也僅能達(dá)到4％左右。

輸入端采用可控器件實現(xiàn)PWM整流，便于實現(xiàn)能量回饋和四象限運行，但同時使網(wǎng)側(cè)諧波增大，需加進(jìn)線電抗器濾波才能滿足電網(wǎng)的要求，這也增加了體積和成本。

因為是直接高壓變頻，電網(wǎng)電壓和電機電壓相同，容易實現(xiàn)旁路控制功能，以便在裝置出現(xiàn)故障時將電機投入電網(wǎng)運行。

3單元串聯(lián)多重化電壓源型變頻器 美國羅賓康公司利用單元串聯(lián)多重化技術(shù)，生產(chǎn)出功率為315kW～10MW的完美無諧波(PERFECTHARMONY)高壓變頻器，無須輸出變壓器實現(xiàn)了直接3.3kV或6kV高壓輸出；首家在高壓變頻器中采用了先進(jìn)的IGBT功率開關(guān)器件，達(dá)到了完美無諧波的輸出波形，無須外加濾波器即可滿足各國供電部門對諧波的嚴(yán)格要求；輸入功率因數(shù)可達(dá)0.95以上，THD<1％，總體效率（包括輸入隔離變壓器在內(nèi)）高達(dá)97％。達(dá)到這么高指標(biāo)的原因是采用了三項新的

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圖1Bulletin1557變頻器主電路結(jié)構(gòu)圖

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圖2多重化變頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖

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圖3五功率單元串聯(lián)變頻器的電氣連接

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高壓變頻技術(shù)：一是在輸出逆變部分采用了具有獨立電源的單相橋式SPWM逆變器的直接串聯(lián)疊加；二是在輸入整流部分采用了多相多重疊加整流技術(shù)；三是在結(jié)構(gòu)上采用了功率單元模塊化技術(shù)。

所謂多重化技術(shù)就是每相由幾個低壓PWM功率單元串聯(lián)組成，各功率單元由一個多繞組的隔離變壓器供電，用高速微處理器實現(xiàn)控制和以光導(dǎo)纖維隔離驅(qū)動。多重化技術(shù)從根本上解決了一般6脈沖和12脈沖變頻器所產(chǎn)生的諧波問題，可實現(xiàn)完美無諧波變頻。圖2為6kV變頻器的主電路拓?fù)鋱D，每組由5個額定電壓為690V的功率單元串聯(lián)，因此相電壓為690V×5=3450V，所對應(yīng)的線電壓為6000V。每個功率單元由輸入隔離變壓器的15個二次繞組分別供電，15個二次繞組分成5組，每組之間存在一個12°的相位差。圖3中以中間△接法為參考(0°)，上下方各有兩套分別超前（＋12°、＋24°）和滯后（－12°、－24°）的4組繞組。所需相差角度可通過變壓器的不同聯(lián)接組別來實現(xiàn)。

圖3中的每個功率單元都是由低壓絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）構(gòu)成的三相輸入，單相輸出的低壓PWM電壓型逆變器。功率單元電路見圖4。每個功率單元輸出電壓為1、0、－1三種狀態(tài)電平，每相5個單元疊加，就可產(chǎn)生11種不同的電平等級，分別為±5、±4、±3、±2、±1和0。圖5為一相合成的正波輸出電壓波形。用這種多重化技術(shù)構(gòu)成的高壓變頻器，也稱為單元串聯(lián)多電平PWM電壓型變頻器，采用功率單元串聯(lián)，而不是用傳統(tǒng)的器件串聯(lián)來實現(xiàn)高壓輸出，所以不存在器件均壓的問題。每個功率單元承受全部的輸出電流，但僅承受1/5的輸出相電壓和1/15的輸出功率。變頻器由于采用多重化PWM技術(shù)，由5對依次相移12°的三角載波對基波電壓進(jìn)行調(diào)制。對A相基波調(diào)制所得的5個信號，分別控制A1～A5五個功率單元，經(jīng)疊加可得圖5所示的具有11級階梯電平的相電壓波形，線電壓波型具有21階梯電平，它相當(dāng)于30脈波變頻，理論上19次以下的諧波都可以抵消，總的電壓和電流失真率可分別低于1.2％和0.8％，堪稱完美無諧波變頻器。它的輸入功

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圖4功率單元電路

圖5五功率單元串聯(lián)輸出電壓波形

中高壓變頻器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的分析比較

圖6ACS1000變頻器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖

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率因數(shù)可達(dá)0.95以上，不必設(shè)置輸入濾波器和功率因數(shù)補償裝置。變頻器同一相的功率單元輸出相同的基波電壓，串聯(lián)各單元之間的載波錯開一定的相位，每個功率單元的IGBT開關(guān)頻率若為600Hz，則當(dāng)5個功率單元串聯(lián)時，等效的輸出相電壓開關(guān)頻率為6kHz。功率單元采用低的開關(guān)頻率可以降低開關(guān)損耗，而高的等效輸出開關(guān)頻率和多電平可以大大改善輸出波形。波形的改善除減小輸出諧波外，還可以降低噪聲、dv/dt值和電機的轉(zhuǎn)矩脈動。所以這種變頻器對電機無特殊要求，可用于普遍籠型電機，且不必降額使用，對輸出電纜長度也無特殊限制。由于功率單元有足夠的濾波電容，變頻器可承受－30％電源電壓下降和5個周期的電源喪失。這種主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)雖然使器件數(shù)量增加，但由于IGBT驅(qū)動功率很低，且不必采用均壓電路、吸收電路和輸出濾波器，可使變頻器的效率高達(dá)96％以上。

單元串聯(lián)多重化變頻器的優(yōu)點是：

1）由于采用功率單元串聯(lián)，可采用技術(shù)成熟，價格低廉的低壓IGBT組成逆變單元，通過串聯(lián)單元的個數(shù)適應(yīng)不同的輸出電壓要求；

2）完美的輸入輸出波形，使其能適應(yīng)任何場合及電機使用；

3）由于多功率單元具有相同的結(jié)構(gòu)及參數(shù)，便于將功率單元做成模塊化，實現(xiàn)冗余設(shè)計，即使在個別單元故障時也可通過單元旁路功能將該單元短路，系統(tǒng)仍能正常或降額運行。

其缺點是：

1）使用的功率單元及功率器件數(shù)量太多，6kV系統(tǒng)要使用150只功率器件（90只二極管，60只IGBT），裝置的體積太大，重量大，安裝位置成問題；

2）無法實現(xiàn)能量回饋及四象限運行，且無法實現(xiàn)制動；

3）當(dāng)電網(wǎng)電壓和電機電壓不同時無法實現(xiàn)旁路切換控制。

用功率單元串聯(lián)構(gòu)成高壓變頻器的另一種改進(jìn)方案是采用高壓IGBT器件，以減少串聯(lián)的功率單元數(shù)。例如，用3300V耐壓的IGBT器件，用兩個功率單元串聯(lián)的變頻器可輸出4.16kV中壓；若要6kV輸出，只要三個單元串聯(lián)。功率單元和器件數(shù)量的減少，使損耗和故障也減少了，有利于提高裝置的效率和可靠性，縮小裝置體積。但由于電平級數(shù)的減少，輸出諧波增加，為獲得優(yōu)良的輸出波形，必須加輸出濾波器。另外由于高壓IGBT比普通低壓IGBT要貴得多，所以雖然功率器件減少了，但成本不一定下降。

4中性點鉗位三電平PWM變頻器

在PWM電壓源型變頻器中，當(dāng)輸出電壓較高時，為了避免器件串聯(lián)引起的靜態(tài)和動態(tài)均壓問題，同時降低輸出諧波及dv/dt的影響，逆變器部分可以采用中性點鉗位的三電平方式（Neutralpointclamped：NPC）。逆變器的功率器件可采用高壓IGBT或IGCT。ABB公司生產(chǎn)的ACS1000系列變頻器為采用新型功率器件——集成門極換流晶閘管（IGCT）的三電平變頻器，輸出電壓等級有2.2kV、3.3kV和4.16kV。圖6所示為ACS100012脈沖整流三電平電壓源變頻器的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖。西門子公司采用高壓IGBT器件，生產(chǎn)了與此類似的變頻器SIMOVERTMV系列。

整流部分采用12脈波二極管整流器，逆變部分采用三電平PWM逆變器。由圖6可以看出，該系列變頻器采用傳統(tǒng)的電壓型變頻器結(jié)構(gòu)，通過采用高耐壓的IGCT功率器件，使得器件總數(shù)減少為12個。隨著器件數(shù)量的減少，成本降低，電路結(jié)構(gòu)簡潔，從而使體積縮小，可靠性更高。

由于變頻器的整流部分是非線性的，產(chǎn)生的高次諧波將對電網(wǎng)造成污染。為此，圖6所示的ACS1000系列變頻器的12脈波整流接線圖中，將兩組三相橋式整流電路用整流變壓器聯(lián)系起來，其初級繞組接成三角形，其次級繞組則一組接成三角形，另一組接成星形，整流變壓器兩個次級繞組的線電壓相同，但相位則相差30°角，這樣5次、7次諧波在變壓器的初級將會有180°的相移，因而能夠互相抵消，同樣的17、19次諧波也會互相抵消。這樣經(jīng)過2個整流橋的串聯(lián)疊加后，即可得到12脈波的整流輸出波形，比6脈波更平滑，并且每個整流橋的二級管耐壓可降低一半。采用12相整流電路減少了特征諧波含量，由于

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圖7三電平PWM變頻器輸出線電壓波形圖

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圖8四電平逆變器結(jié)構(gòu)圖

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特征諧波次數(shù)N=KP±1（P為整流相數(shù)、K為自然數(shù)）。所以網(wǎng)側(cè)特征諧波只有11、13、23、25次等。如果采用24脈波整流電路，網(wǎng)側(cè)諧波將更進(jìn)一步被抑制。兩種方案均可使輸入功率因數(shù)在全功率范圍內(nèi)保證在0.95以上，不需要功率因數(shù)補償電容器。

變頻器的逆變部分采用傳統(tǒng)的三電平方式，所以輸出波形中會不可避免地產(chǎn)生比較大的諧波分量（THD達(dá)12.8％），這是三電平逆變方式所固有的，其線電壓波形見圖7。因此在變頻器的輸出側(cè)必須配置輸出LC濾波器才能用于普通的鼠籠型電機。經(jīng)過LC濾波器后，可使其THD<1％。同樣由于諧波的原因，電動機的功率因數(shù)和效率都會受到一定的影響，只有在額定工況點才能達(dá)到最佳的工作狀態(tài)，隨著轉(zhuǎn)速的下降，功率因數(shù)和效率都會相應(yīng)降低。

三電平逆變器的結(jié)構(gòu)簡單，體積小，成本低，使用功率器件數(shù)量最少（12只），避免了器件的串聯(lián)，提高了裝置的可靠性指標(biāo)。根據(jù)目前IGCT及高壓IGBT的耐壓水平，三電平逆變器的最高輸出電壓等級為4.16kV，當(dāng)輸出電壓要求6kV時，采用12個功率器件已不能滿足要求，必須采用器件串聯(lián)，除了增加成本外，必然會帶來均壓問題，失去了三電平結(jié)構(gòu)的優(yōu)勢，并且會大大影響系統(tǒng)的可靠性。若將來采用9kV耐壓的IGCT，則三電平變頻器可直接輸出6kV，但是諧波及dv/dt也相應(yīng)增加，必須加強濾波功能以滿足THD指標(biāo)。或者采用下面要講到的四電平逆變器。 在9kV耐壓的器件出現(xiàn)之前，對于6kV高壓電機，可采用Y/△改接的辦法，將Y型接法的6kV電機改為△接法，線電壓為3.47kV，采用3.3kV或4.16kV輸出的變頻器即能滿足要求，同時也滿足了IGCT電壓型變頻器對電機的絕緣等級提高一級的要求，因此這個方案可能是最經(jīng)濟(jì)合理的。但在進(jìn)行Y/△改接后，電機電壓與電網(wǎng)電壓不一致，無法實現(xiàn)旁路功能，當(dāng)變頻器出現(xiàn)故障時，又要保證生產(chǎn)的正常進(jìn)行，必須首先將電機改回Y型接法，再投入6kV電網(wǎng)。為此，電機的Y/△改接應(yīng)通過Y/△切換柜實現(xiàn)，以便實現(xiàn)旁路功能。而ACS1000系列本身的旁路切換是在電機電壓與電網(wǎng)電壓一致時完成的。 若采用有源輸入前端，則可實現(xiàn)能量回饋及四象限運行，但三電平結(jié)構(gòu)不易實現(xiàn)冗余設(shè)計。

5多電平高壓變頻器

隨著現(xiàn)代拓?fù)浼夹g(shù)的發(fā)展，多電平高壓變頻調(diào)速技術(shù)得到了實際的應(yīng)用。這種高壓變頻器的代表是法國阿爾斯通（ALSTOM）公司生產(chǎn)的ALSPAVDM6000系列高壓變頻器，其逆變器結(jié)構(gòu)如圖8所示。

由圖8可見，功率器件不是簡單地串聯(lián)，而是結(jié)構(gòu)上的串聯(lián)，通過電容鉗位，保證了電壓的安全分配。其主要特點是：

1）通過整體單元裝置的串并聯(lián)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以滿足不同的電壓等級（如3.3kV、4.16kV、6.6kV、10kV）的需要。

2）這種結(jié)構(gòu)可使系統(tǒng)普遍采用直流母線方案，以實現(xiàn)在多臺高壓變頻器之間能量互相交換。

3）這種結(jié)構(gòu)沒有傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)中的各級功率器件上的眾多分壓分流裝置，消除了系統(tǒng)的可靠性低的因素，從而使系統(tǒng)結(jié)構(gòu)非常簡單，可靠，易于維護(hù)。

4）輸出波形非常接近正弦波，可適用于普通感應(yīng)電機和同步電機調(diào)速，而無需降低容量，沒有dv/dt對電機絕緣等的影響，電機沒有額外的溫升，是一種技術(shù)先進(jìn)的高壓變頻器。輸出電壓和電機電流波形如圖9所示。

5）ALSPAVDM6000系列高壓變頻器可根據(jù)電網(wǎng)對諧波的不同要求采用12脈波，18脈波的二極管整流或晶閘管整流；若要將電能反饋回電網(wǎng)，可用晶閘管整流橋；若要求控制電網(wǎng)的諧波、功率因數(shù)，及實現(xiàn)四象限運行，可選擇有源前端。 6多電平＋多重化變頻器

日本富士公司采用高壓IGBT開發(fā)的中壓變頻器FRENIC4600FM4系列，它匯集了多電平和多重化變

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中高壓變頻器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的分析比較

(b)電機電流

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(a)輸出電壓

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圖9ALSPAVDM6000輸出電壓電流波形

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頻器的許多優(yōu)點，它以多個中壓三電平PWM逆變器功率單元多重化串聯(lián)的方式實現(xiàn)直接高壓輸出，因此構(gòu)成了一個雙完美無諧波系統(tǒng)：對電網(wǎng)為多重疊加整流，諧波符合IEEE519?1992的要求；對電動機為完美無諧波正弦波輸出，可以直接驅(qū)動任何品牌的交流鼠籠型電動機。

該型變頻器由于采用了高壓整流二極管和高壓IGBT，因此系統(tǒng)主電路使用的器件大為減少，可靠性提高，損耗降低，體積縮小。變頻器的綜合效率可達(dá)98％，功率因數(shù)高達(dá)0.95，不需要加設(shè)進(jìn)相電容器或交直流電抗器，也不需要輸出濾波器，使系統(tǒng)結(jié)構(gòu)大為簡化。圖10所示為FRENIC4600FM4的主電路及功率單元結(jié)構(gòu)圖。

但是仔細(xì)分析，該型變頻器的性能價格優(yōu)勢并不大，與其同時采用多電平和多重化兩種技術(shù)，還不如采用前面提到的高壓IGBT的多重化變頻器，反而顯得有些不倫不類。因為，用三電平技術(shù)構(gòu)成單相逆變功率單元，在器件數(shù)量上并不占優(yōu)勢，要比同樣電壓和功率等級的三電平三相逆變器足足多用一倍的器件，同樣比普通單相逆變功率單元也正好多出一倍的器件。例如：用3300V耐壓的IGBT器件，采用單元串聯(lián)多重化電路6kV系統(tǒng)每相需三個單元串聯(lián)，總共9個單元，共需54只整流二極管，36只IGBT；而采用三電平功率單元，每相需兩個單元串聯(lián)，總共6個單元，共需72只整流二極管，48只IGBT，足足多用了1/3的器件并且使功率單元的冗余成本增加了一倍，降低了多重化變頻器冗余性能好的優(yōu)點，同時增加了裝置的成本。所以該型變頻器實際上并不可取。

7變壓器耦合輸出高壓變頻器

中高壓變頻器的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，除了前面提到的二電平、多電平和單元串聯(lián)多重化方案外，1999年，有人提出了一種新型的變壓器耦合式單元串聯(lián)高壓變頻器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。其主要思想是用變壓器將三個由高壓IGBT或IGCT構(gòu)成的常規(guī)二電平三相逆變器單元的輸出疊加起來，實現(xiàn)更高電壓輸出，并且這三個常規(guī)逆變器可采用普通低壓變頻器的控制方法，使得變頻器的電路結(jié)構(gòu)及控制方法都大大簡化。

圖11是這種新型高壓變頻器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖，該

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圖11變壓器耦合輸出變頻器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖

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(a)3相AC6600V主電路

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(b)富士完美無諧波功率單元

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圖10富士FRENIC4600FM4變頻器電路結(jié)構(gòu)圖
方案由下列部分組成：

——一個18脈波的輸入變壓器，可基本實現(xiàn)輸入電流無諧波；

——三個常規(guī)兩電平的三相DC/AC逆變器；

——三個變化為1：1的輸出變壓器；

——高壓電機。

下面從幾個方面分析其工作原理。

1）電壓關(guān)系

考慮電機的線電壓，可得：

UKL=Ua1b1＋Ub1a2＋Ua2b2

ULM=Ub2c2＋Uc2b3＋Ub3c3（1）

UMK=Uc3a3＋Ua3c1＋Uc1a1

由于輸出變壓器的變比為1：1，也就是

Ub1a2=Ua3b3，Uc2b3=Uc1b1，

Uc1a3=Ua2b2，于是可得到，

UKL=Ua1b1＋Ua2b2＋Ua3b3

ULM=Ub1c1＋Ub2c2＋Ub3c3（2）

UMK=Uc1a1＋Uc2a2＋Uc3a3電壓間的這種關(guān)系體現(xiàn)在圖12中。每個逆變器都采用SPWM或空間電壓矢量PWM（SVPWM）控制方法，每個逆變器輸出線電壓的有效值為〔〕aE，其中E為逆變器輸入直流電壓，a為調(diào)制深度，在諧波注入SPWM和SVPWM中a最大可為1.15。由式（2）可得電機線電壓的有效值為〔〕aE。

對線電壓為2300V的高壓電機，E=1090V，采用額定電壓為1700V的IGBT就可構(gòu)成本系統(tǒng)；對線電壓為4160V的高壓電機，E=1970V，可采用額定電壓為3300V的IGBT；而當(dāng)高壓電機的線電壓為6600V時，E=3130V，則應(yīng)采用額定電壓為4500V的IGCT；因此本方案具有很強的適應(yīng)性。

2)電流關(guān)系

設(shè)電機三相電流平衡，電流的有效值為I，在不考慮電流諧波的情況下ia1=Isin(ωt)ib2=Isin(ωt－120°)（3）ic3=Isin(ωt＋120°)

在圖12中，ia1=i4－i6，ib2=i6－i2，i2＋i4＋i6=0，從而有ia1=Isin(ωt＋90°)ib2=Isin(ωt－30°)（4）ic3=Isin(ωt－150°)

考慮到輸出變壓器原邊和副邊電流相等，可計算得到第一個逆變器的三個輸出電流為，ia1=Isin(ωt)ib1=Isin(ωt－120°)（5）ic1=Isin(ωt＋120°)

另外兩個逆變器的三個輸出電流也滿足以上關(guān)系，即：ia1=ia2=ia3=Isin(ωt)ib1=ib2=ib3=Isin(ωt－120°)(6)ic1=ic2=ic3=Isin(ωt＋120°)

也就是說三個逆變器輸出電流完全平衡。

3）功率關(guān)系在得出電壓電流關(guān)系式后，我們很容易得到該高壓變頻器各部分間的功率關(guān)系。很顯然三個逆變器的視在功率VA1，VA2，VA3為VA1=VA2=VA3=〔〕aEI，而整個高壓變頻器的視在功率VA為VA=〔〕aEI，也就是說三個逆變器均分了整個變頻器的輸出。

4）PWM策略

由于三個逆變器電壓、電流和功率完全對稱，因此三個逆變器可采用完全相同的控制規(guī)律，這時加在電機的線電壓等于一個逆變器輸出線電壓的三倍，相當(dāng)于一個兩電平的PWM高壓變頻器，這種方法雖然簡單，但由于dv/dt太大，不宜采用。

一種比較好的方法是將三個逆變器的PWM信號相互錯開1/3個開關(guān)周期，對SPWM來說就是三個逆變器各自采用一個三角波，且這三個三角波之間相位互差120°。圖13是采用這種方法后得到的電機線電壓波形，其中電壓頻率為40Hz，注入了15％的三

中高壓變頻器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的分析比較

次諧波。可以看出這就是一個線電壓為7電平的高壓變頻器，相當(dāng)于四電平變頻器的線電壓波形。

5）輸出變壓器輸出變壓器在本方案中起著十分重要的作用，也可能是本方案的薄弱環(huán)節(jié)，因為太大容量的變壓器會限制它的應(yīng)用。一般情況下該變壓器可采用圖14所示結(jié)構(gòu)。從前面分析知道，輸出變壓器各繞組間的電壓有效值都為〔〕aE，且流過各繞組的電流相等，有效值都為，于是可得到該變壓器的容量為〔〕aE，也就是說輸出變壓器的容量為變頻器總?cè)萘康?/3，比高－低－高方案中的輸出變壓器的容量要小的多。

這種高壓變頻器方案具有如下突出的優(yōu)點：

1）以三個常規(guī)的變頻器為核心可構(gòu)成高壓變頻器；

2）三個常規(guī)變頻器平衡對稱運行，各自分擔(dān)總輸出功率的1/3；

3）整個變頻器的輸出可等效為7電平PWM輸出波形優(yōu)于普通三電平變頻器，與四電平變頻器相同。總諧波畸變THD<0.3％，dv/dt也較低；

4）輸出變壓器的容量只需總?cè)萘康?/3，可以內(nèi)置，也可以外裝；

5）18脈波輸入二極管整流器，網(wǎng)側(cè)諧波小，功率因數(shù)高。 8結(jié)語

功率器件串聯(lián)二電平電流型變頻器由于其本身的缺點，使用越來越受到限制。

單元串聯(lián)多重化變頻器是由于當(dāng)時功率器件耐壓太低的產(chǎn)物，系統(tǒng)復(fù)雜，器件數(shù)量多，體積龐大，故障率高；但卻歪打正著，贏得了無可比美的輸入輸出波形，堪稱“完美無諧波”；改進(jìn)的方法是用高壓IGBT或IGCT組成功率單元，以減少單元數(shù)，縮小體積，但卻是以犧牲波形為代價的，要加輸出濾波器，使諧波達(dá)標(biāo)。

采用高壓IGBT、IGCT的三電平變頻器具有結(jié)構(gòu)簡單，可靠性高，器件數(shù)量少，效率高的優(yōu)點，在高壓供電面前，能用多電平，誰還會去用多重化呢？但波形稍差，需加LC輸出濾波器，即使如此其成本也比多重化變頻器低。目前由于器件耐壓的限制，輸出電壓只能達(dá)到4.16kV，若要輸出6kV，可采用電機Y/△改接的辦法，看來這是6kV電機節(jié)能改造最經(jīng)濟(jì)合理的方案。

變壓器耦合輸出高壓變頻器，有望用目前耐壓水平的器件實現(xiàn)6kV、10kV高壓輸出，是一種很有前途的新型高壓變頻方案。

隨著功率器件的不斷發(fā)展，在中等功率高壓變頻器中，GTO即將退出舞臺，而高壓IGBT、IGCT是很有發(fā)展前途的器件，是解決中高壓變頻的希望；IGCT由于其導(dǎo)通壓降低、損耗小而占有一定的優(yōu)勢，將成為高壓變頻器的主要功率器件。

三、SMPS拓?fù)浼稗D(zhuǎn)換原理

SMPS拓?fù)浼稗D(zhuǎn)換原理

根據(jù)電路拓?fù)涞牟煌琒MPS可以將直流輸入電壓轉(zhuǎn)換成不同的直流輸出電壓。實際應(yīng)用中存在多種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，比較常見有三種基本類型，按照功能劃分為(參見圖2)：降壓(buck)、升壓(boost)、升/降壓(buck-boost或反轉(zhuǎn))。下面還將討論圖2中所畫出的電感充電/放電通道。

三種拓?fù)涠及∕OSFET開關(guān)、二極管、輸出電容和電感。MOSFET是拓?fù)渲械挠性词芸卦c控制器(圖中沒給出)連接，控制器輸出脈寬調(diào)制(PWM)方波信號驅(qū)動MOSFET柵極，控制器件的關(guān)斷或?qū)ā槭馆敵鲭妷罕３址€(wěn)定，控制器檢測SMPS輸出電壓，并改變方波信號的占空比(D)，即MOSFET在每個開關(guān)周期(TS)導(dǎo)通時間。D是方波導(dǎo)通時間和周期的比值(TON/TS)，直接影響SMPS的輸出電壓。兩者之間的關(guān)系在等式4和等式5給出。

MOSFET的導(dǎo)通和關(guān)斷狀態(tài)將SMPS電路分為兩個階段：充電階段和放電階段，分別表示電感中的能量傳遞狀態(tài)(參見圖2的環(huán)路)。充電期間電感所儲存的能量，在放電期間傳遞給輸出負(fù)載和電容上。電感充電期間，輸出電容為負(fù)載供電，維持輸出電壓穩(wěn)定。根據(jù)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不同，能量在電路元件中循環(huán)傳遞，使輸出電壓維持在適當(dāng)?shù)闹怠?/font>