開關電源控制環路如何設計(3)
光耦電路把誤差放大網路產生的誤差信號傳輸到主邊。AS3842 PWM電路把這個誤差電壓與通過主邊功率變壓器的電流進行比較。然后功率場效應管的占空比被調制,以提供足夠的電流到副邊來維持想要的輸出。
光耦的小信號傳輸函數是與光耦的電流傳輸比成比例的固定增益。R5(原文誤為R6,式5一并改為R5,譯注)是與光耦的二極管串聯的限流電阻,并且是AS3842誤差放大器的輸出阻抗(此句應該理解為R5是這個AS3842開關電源電路中,誤差放大器部分的輸出阻抗,譯注)。這一點在應用文檔“Secondary error amplifier with the AS431”中有深入的闡述。從誤差放大器的輸出到AS3842的COM腳的傳輸函數是:
VCATHODE是AS431的陰極電壓,也就是誤差補償放大器的輸出電壓。CTR是光耦的電流傳輸比。R5(原文為R6,譯注)是與光耦的二極管串聯的限流電阻。RCOMP是AS3842的COMP腳當其試圖拉電流超過它的最大輸出電流時的輸出阻抗。
當誤差信號傳遞到補償腳以后,將其與電流檢測信號比較。圖9表示一個電流檢測比較器和開關部分的簡單框圖:
在閉環系統中,VCOMP與ISENSE維持同樣的電平。因此,IPRIMARY被VCOMP有效的調節:
從ISECONDARY以后(見圖9),副邊電流或者說輸出電流與主邊電流成比例,把等式(4)重新排列表示出副邊電流與VCOMP之間的關系。結合等式(3)和(6)得到PWM部分的傳輸函數:傳輸函數G2(s)僅包含增益沒有相移。
4.4 誤差放大器補償網絡G3(S)
一旦輸出濾波器和PWM電路部分的傳輸函數確定下來,然后可以設定誤差放大器補償網絡以取得最優化的系統性能。圖10例舉出一個在低頻時提供高的頻率滾降和高增益的補償方案。這個補償方案有一些很好的特性適合于誤差放大器的補償,它有很高的直流增益和易控的滾降。
4.5 整個系統
因為這是一個線性系統,可以用疊加的方法得到整個系統的傳輸函數。通過把整個環路各部分的增益和相位疊加起來,產生整個系統的博得圖。通過放置補償網絡的極點和零點使系統的性能最優化。圖11把各部分的博得圖結合起來,負反饋系統的180度相移也加入進來了。
5. 測量結果
構造一個150W的電流模式正激轉換器,經過修正的小信號環路特性顯示出它在系統瞬態響應時所起的作用。圖13(原文誤為圖12,譯注)給出它的增益-相位圖。與圖11所展示的一樣,獲得了相同的博得圖曲線。此增益相位圖顯示這個系統有86.7度的相位裕量。意味著穩定的系統有快速的瞬態響應。圖15(原文誤為圖13,譯注)給出系統的瞬態響應。為了展示相位裕量的作用,通過增加整個系統的增益和提高穿越頻率,系統的相位裕量會減少。穿越頻率提高時系統的相位裕量在減少。圖12(原文誤為圖14,譯注)給出更高的穿越頻率和更少的相位裕量(65度)時的系統博得圖。其瞬態響應見圖14(原文誤為圖15,譯注),注意更少的相位裕量導致更大的振蕩和更長的調節時間。表1比較了這兩個不同增益大小的系統之間線性和負載調節率的變化。正如前面所述,高的環路增益得到更緊密的線性和負載調節率。還應該注意需在高的相位裕量和較低的環路增益之間取得平衡。
6. 測量方法
為了保證準確的結果,測試信號接入節點的阻抗必須大于它的輸出阻抗。在圖6的測試電路中,誤差放大器在副邊,PWM電路在主邊。測試信號在光耦的輸出和AS3842的VCOMP輸入之前接入。輸入阻抗是從VCOMP腳看入時的阻抗,輸出阻抗是光耦的輸出阻抗。在其他誤差放大器和PWM電路沒有隔離的應用中,測試信號可以在輸出濾波電容之后接入,使其與誤差放大器的輸入相串聯。
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- 第 2 頁:開關電源的理想增益相位圖#
- 第 3 頁: PWM電路部分G2(S)#
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