本文提出的方案是基于前所述的每路加一個簡單的RC網絡檢測其分配的電流大小。電容C兩端的電壓平均值就可以表征這路模塊的電流大小，所以，對系統進行均流控制就是對各路RC網絡C上電壓進行均壓。其均流原理圖如圖5所示。

　　圖5中：Vbus為均流母線電壓;

　　Vref為輸出電壓參考值;

　　Vs為輸出電壓的采樣值。

　　其工作原理和過程如下：

　　通過檢測RC網絡中C兩端的電壓，作為電流信號，幾路電流信號（本例只有兩路）通過一個相同的電阻就得到了平均值均流母線，平均值均流母線電壓值與負載有關，表征負載電流的大小。

　　然后將每路采樣來的電流信號與母線電壓比較，得到誤差信號，去修正輸出電壓參考信號，從而對PWM控制器的占空比輸出進行微調，達到均流和穩壓的目的。

　　5 實測結果

　　樣機是一臺DC5V輸入，2V/40A輸出的4路Buck并聯的開關電源，工作頻率為200 kHz，帶上滿載進行測量每一路電流輸出，均流效果好，誤差在2%以下，電源輸出穩定。當輸出電流越大，即大功率并聯的電源系統中，均流效果越好。

　　6 結語

　　這種方案使電流檢測很方便，能高效率、低成本、簡單、方便地實現并聯系統的均流。

　　三、典型開關電源保護電路

　　多數LED應用利用功率轉換和控制組件連接各種功率源，如交流電線、太陽能電池板或電池，來控制LED驅動裝置的功率耗散。對這些接口加以保護，防止它們因過流和過溫而受損，常常用到具有可復位能力的聚合物正溫度系數（PPTC）組件（圖）?？梢耘c功率輸入串聯一個PolySwitch LVR組件，防止因電氣短路、電路超載或用戶誤操作而受損。此外，放在輸入端上的金屬氧化物變阻（MOV）也有助于LED模塊內的過壓保護。典型開關電源保護電路：

　　四、基于UC3842的反激式開關電源設計

　　高頻開關穩壓電源由于具有效率高、體積小、重量輕等突出優點而得到了廣泛應用。傳統的開關電源控制電路普遍為電壓型拓撲， 只有輸出電壓單閉控制環路， 系統響應慢， 線性調整率精度偏低。隨著PWM 技術的飛速發展產生的電流型模式拓撲很快被大家認同和廣泛應用。電流型控制系統是電壓電流雙閉環系統， 一個是檢測輸出電壓的電壓外環， 一個是檢測開關管電流且具有逐周期限流功能的電流內環， 具有更好的電壓調整率和負載調整率， 穩定性和動態特性也得到明顯改善。UC3842是一款單電源供電， 帶電流正向補償， 單路調制輸出的高性能固定頻率電流型控制集成芯片。本設計采用UC3842 制作一款1 kW 鉛酸電池充電器控制板用的輔助電源樣機， 并對其進行工作環境下的測試。

　　1 UC3842 的工作原理

　　UC3842 內部組成框圖如圖1所示。其中： 1 腳是內部誤差放大器的輸出端， 通常此腳與2 腳之間接有反饋網絡， 以確定誤差放大器的增益和頻響。2 腳是反饋電壓輸入端， 將取樣電壓加到誤差放大器的反相輸入端， 再與同相輸入端的基準電壓（ 一般為2.5 V） 進行比較， 產生誤差電壓。3 腳是電流檢測輸入端， 與取樣電阻配合， 構成過流保護電路。當電源電壓異常時， 功率開關管的電流增大， 當取樣電阻上的電壓超過1 V時， U C3842 就停止輸出， 可以有效地保護功率開關管。4 腳外接鋸齒波振蕩器外部定時電阻與定時電容， 決定振蕩頻率。5 腳接地。6 腳是輸出端， 此腳為圖騰柱式輸出， 能提供±1A 的峰值電流， 可驅動雙極型功率開關管或MOSFET.7 腳接電源， 當供電電壓低于16 V 時， UC3842 不工作， 此時耗電在1 mA 以下。輸入電壓可以通過一個大阻值電阻從高壓降壓獲得。芯片工作后， 輸入電壓可在10~ 30 V 之間波動， 低于10V 則停止工作。工作時耗電約為15 mA.8 腳是基準電壓輸出， 可輸出精確的5 V 基準電壓， 電流可達50mA.由圖1（ b） 可見， 它主要包括誤差放大器、PWM 比較器、PWM 鎖存器、振蕩器、內部基準電源和欠壓鎖定等單元。U C3842 的電壓調整率可達0.01% ， 工作頻率為500 kHz.

　　圖1 UC3842 管腳圖和內部結構圖

　　2 反激變換器的設計

　　此次設計的反激變換器是從1 kW 充電器全橋開關電源初級側高壓直流部分取電作為輸入電壓。反激變換器預定技術指標如下。

　　輸入電壓： 240~ 380 V DC; 輸出電壓： 12 V DC; 輸出電流： 2 A； 紋波電壓： ±500 mV；輸出功率： 25 W；效率： 85% ；開關頻率： 65 kHz；占空比：小于40%。

　　如圖2 所示， 電路由主電路、控制電路、啟動電路和反饋電路4 部分組成。主電路采用單端反激式拓撲，它是升降壓斬波電路演變后加隔離變壓器構成的，該電路具有結構簡單， 效率高， 輸入電壓范圍寬等優點。工作模式選擇在斷續模式到臨界模式之間。功率開關管選用N？？MOSFET STP9NK70ZFP（ 700 V， 5 A）。次級整流二極管選用肖特基二極管SR540（ 40 V， 5 A） 。

　　控制電路是整個開關電源的核心， 控制的好壞直接決定了電源整體性能。這個電路采用峰值電流型雙環控制，即在電壓閉環控制系統中加入峰值電流反饋控制。電路電流環控制采用UC3842 內部電流環，電壓外環采用T L431 和光耦PC817 構成的外部誤差放大器，誤差電壓直接送到UC3842 的1 腳。誤差電壓與電流比較器的同相輸入端3 腳經采樣電阻采集到初級側電流進行比較，從而調節輸出端脈沖寬度。2 腳接地。R4， C5 是UC3842 的定時元件， 決定UC3842 的工作頻率，此設計中R4= 5.6 kΩ ，C5= 3300 pF.當UC3842 的1 腳電壓低于1 V 時，輸出端將關閉；當3 腳上的電壓高于1 V 時，電流限幅電路將開始工作，UC3842 的輸出脈沖中斷。開關管上波形出現“打嗝”現象，從而可以實現過壓、欠壓、限流等保護功能。

　　圖2 系統原理圖

　　3 反饋回路參數的計算

　　反饋電路采用精密穩壓源TL431 和線性光耦PC817 構成外部誤差電壓放大器。并將輸出電壓和初級側隔離。如圖2 所示， R11、R12 是精密穩壓源的外接控制電阻， 決定輸出電壓的高低， 和T L431 一并組成外部誤差放大器。當輸出電壓Vo 升高時， 取樣電壓VR 13 也隨之升高， 設定電壓大于基準電壓（TL431 的基準電壓為2.5 V） ， 使TL431 內的誤差放大器的輸出電壓升高， 致使片內驅動三極管的輸出電壓降低， 使輸出電壓Vo 下降， 最后V o 趨于穩定； 反之， 輸出電壓下降引起設定電壓下降， 當輸出電壓低于設定電壓時， 誤差放大器的輸出電壓下降， 片內驅動三極管的輸出電壓升高， 最終使UC3842 的腳1 的補償輸入電流隨之變化， 促使片內對PWM 比較器進行調節， 改變占空比， 達到穩壓的目的。

　　從TL431 技術資料可知， 參考輸入端的電流為2 μA， 為了避免此端電流影響分壓比和避免噪聲的影響， 通常取流過電阻R13 的電流為T L431 參考輸入端電流的100 倍以上［ 6］ ， 所以：

　　這里選擇R13= 10 k Ω，根據TL431 的特性可以計算R12：

　　其中， TL431 參考輸入端電壓Uref= 2.5 V。

　　TL431 的工作電流Ika 范圍為1~ 150 mA， 當R9 的電流接近于零時， 必須保證I ka 至少為1 mA， 所以：

　　其中， 發光二極管的正向壓降Uf= 1.2 V。

　　UC3842 的誤差放大器輸出電壓擺幅0.8 V《 Vo《 6 V， 三極管集射電流I c受發光二極管正向電流If 控制， 通過PC817 的Vce與I c關系曲線（ 圖3） 可以確定PC817 二極管正向電流I f 。由圖3可知， 當PC817 二極管正向電流I f 在7 mA 左右時， 三極管的集射電流I c在7 mA 左右變化， 而且集射電壓Vce 在很寬的范圍內線性變化， 符合UC3842 的控制要求。

　　圖3 PC817 集射極電壓Vce與二極管正向電流If 的關系圖

　　PC817 的電流傳輸比CTR= 0. 8~ 1. 6， 當I c= 7mA 時， 考慮最壞的情況， 取CT R= 0.8， 此時要求流過發光二極管最大電流：

　　所以：

　　其中， Uka為TL431 正常工作時的最低工作電壓， Uka = 2.5 V.發光二極管能承受的最大電流為50 mA，TL431 最大電流為150 mA， 故取流過R9 的最大電流為50 mA。

　　R9 的取值要同時滿足式（ 5） 和式（ 6） ， 即162《 R9《 949， 可以選用750Ω 。

　　4 基于MOS 管最大耐壓值的反激變壓器設計

　　由變換器預定技術指標可知變壓器初級側電壓Vdcmin= 240 V， Vdcmax= 380 V， 預設效率η= 85%， 工作頻率f = 65 kHz， 電源輸出功率P out= 25 W。

　　變壓器的輸入功率：

　　根據面積乘積法來確定磁芯型號， 為了留有一定裕量， 選用錳鋅鐵氧體磁芯EE25/ 20， 電感量系數A L=1 750 nH/ N2 ， 初始磁導率μi= 2 300， 有效截面積A e= 42. 2 mm2 。

　　因為所選的MOS 管的最大耐壓值V MOSmax= 700 V.在150 V 裕量條件下所允許的最大反射電壓：

　　最大占空比：

　　初級電流：

　　初級最大電感量：

　　其中， f 是開關頻率， Hz.

　　初次級匝數比：

　　初級匝數：

　　其中， 磁感應強度Bw= 0？？ 23 T ; 由于此變換器設計在斷續工作模式k= 1（ 連續模式k= 0.5）。

　　磁芯氣隙：

　　次級匝數：

　　輔助繞組匝數：

　　其中， Va 是輔助繞組電壓， V 。

　　為了減小變壓器漏感， 采用夾心式繞法， 初級繞組分N p1 （ 78 T ） 和N p2 （ 78 T） 兩部分繞制， 如圖4 所示， Np1 繞在骨架最里層， 次級繞組N s繞在N p1和N p2之間， 輔助繞組繞Na 在最外層。

　　圖4 變壓器繞制示意圖