2．1 諧波電流的抑制

　　采用功率因數校正可以解決諧波電流超標的問題。有源功率因數校正采用Boost升壓PFC電路，功率因數提高到O．99以上，使得諧波電流很小，但電路復雜，成本也不低，而且電路中的開關管和高壓整流二極管的開關噪聲將成為新的騷擾源，使整機的EMI達標增加了難度。

　　考慮到在交流輸入電壓（AC 220～250V）范圍內，滿足電壓調整率情況下，適當減小濾波電容，輸入串聯電阻可以在一定程度上降低濾波電容充電電流瞬時值的峰值，滿足諧波電流限值，且功率損耗在可以接受的范圍之內，整機電源效率下降不多，也不失為較好方法。采用這一方法后實測諧波電流值如表2所列。

　　2.2傳導騷擾的抑制

　　傳導噪聲主要來源半橋中功率開關管S1及S2以頻率25 kHz交替工作，功率開關管集電極發射極電壓Uce和發射極電流，。波形接近矩形波。傅立葉分析表明，矩形波脈沖具有相當寬的頻率帶寬，含有豐富的高次諧波，脈沖波形的頻譜幅度在低頻段較高。另外，功率開關管在截止期間．高頻變壓器繞組漏感引起的電流突變，也會產生尖峰干擾。

　　輸入濾波器是為變換器的電磁騷擾電平和外界的電磁騷擾源設計的一種低阻抗通道（即低通濾波器），以抑制或去除電磁騷擾，達到電磁兼容的目的。

　　如圖5所示，輸人濾波器是由電感（LFI、LF2）和CY電容（C4、C5）及Cx電容（C1、C2、C3）組成的低通濾波器電路構成。對頻率較高的噪聲信號有較大的衰減。C1、C2、C3是濾除共模干擾的電容，C4、C5是濾除差模干擾的電容，LF1、LF2是共模線圈。

　　圖3中低頻傳導干擾（O.15～lMHz范圍）超標，共模噪聲的主要騷擾源是功率開關管，低頻傳導干擾抑制以增加共模電感的電感量為主，當共模電感從原設計的15mH增加到24mH時，低頻傳導干擾最大處下降30dB，得到了顯著改善。如圖6所示。

　　輸入濾波器對20MHz以下噪聲抑制有明顯的效果。理想輸入濾波器是低通濾波器，但實際上是帶阻濾波器

　　當開關電源頻率增加時，所需的共模電感可大大減小，共模電感體積也減小。但是，開關電源在20MHz以上頻帶的輻射噪聲份量有所增加，給輻射騷擾的達標帶來麻煩。開關頻率和共模電感的關系如表3所列。

　　由于共模電感線圈存在寄生電容，高頻噪聲成分經過寄生電容向外發射騷擾，故使用單個大感量共模電感不容易達到好的高頻濾波效果，一般采用兩個共模電感，同樣的電感量抑制高頻噪聲很見效，將有6dB以上的差值。

　　Cx電容器高頻阻抗頻率特性是一個關系電磁騷擾抑制效果的重要參數。電容器在高頻使用時等效為r（等效串聯電阻）+c+L（等效串聯電感）電路。由于電容器自身的固有電感（即等效串聯電感）存在，在頻率低的范圍，電容器電抗呈容性，在頻率高的范圍，電容器電抗呈感性，這時抑制騷擾的能力就明顯下降。電容器的固有引線電感越小和騷擾源的高頻內阻抗越大，則抑制騷擾的效果越好。

　　首先，從電磁騷擾源產生的機理人手，查找輻射騷擾源的所在，從根本上降低其產生輻射騷擾噪聲的電平。在輸出電壓比較低的情況下，輸出整流器和平滑電路的干擾可能比較

　　嚴重+通過減小環路面積可以抑制di／dt環路產生的磁場輻射。整流及續流二極管工作在高頻開關狀態，也是個高頻騷擾源。二極管的引線寄生電感、結電容的存在以及反向恢復電流的影響，使之工作在很高的電壓及電流變化率下，且產生高頻振蕩，二極管反向恢復的時間也越長，則尖峰電流的影響也越大。

　　C4及Cs的引線和連接地引線應盡量短，以使接地阻抗盡量小，噪聲能經過電容旁路到地線，C4及C5取較大電容量濾波效果好，但是，隨著電容量的增加泄漏電流也增加了，而泄漏電流值是電氣安全中的重要指標，決不允許超過規定數值一一般的漏電流限制是3.5 mA，此桌面式塑殼開關電源屬手持式設備，最大漏電流限制為O．75 mA，實測值為O.55mA。

　　電源輸入線纜要短，濾波器盡量靠近輸入端口，避免濾波器輸入輸出發生耦合，而失去濾波作用。接地盡量簡短可靠，減小高頻阻抗，使干擾有效旁路。經過數次整改后，得到滿意的結果如圖7所示。

　　2．3輻射騷擾的抑制

　　輻射騷擾足指由任何部件、天線、電纜或連接線輻射的電磁干擾。

　　通常在電路元件布局上，應盡量使輸入交流和輸出直流插座（包括引線）分開并遠離。采用一端輸入另一端輸出是．種合理的布局。但考慮電源內部散熱通風，該電源采用圖2的散熱結構。不可回避的問題是輸入輸出線纜之間可能發生空間耦合，當有高頻傳導電流通過時就會產生強烈的輻射。

　　首先，從電磁騷擾源產生的機理入手，查找輻射騷擾源的所在，從根本上降低其產生輻射騷擾噪聲的電平。在輸出電壓比較低的情況下，輸出整流器和平滑電路的干擾可能比較嚴重，通過減小環路面積可以抑制di／dt環路產生的磁場輻射。整流及續流二極管工作在高頻開關狀態，也是個高頻騷擾源。二極管的引線寄生電感、結電容的存在以及反向恢復電流的影響，使之工作在很高的電壓及電流變化率下，且產生高頻振蕩，二極管反向恢復的時間也越長，則尖峰電流的影響也越大。

　　鐵氧體磁環和磁珠使用方便，價格便宜，抑制電磁干擾效果明顯。鐵氧體電感的等效電路為由電感L和電阻R組成的串聯電路，L和R都是頻率的函數。電阻值隨著頻率增加而增加，這樣就構成了一個低通濾波器。低頻時R很小，L起豐要作用，電磁干擾被反射而受到抑制；高頻時R增大，電磁干擾被吸收并轉換成熱能，使高頻干擾大大衰減。不同的鐵氧體抑制元件，有不同的最佳抑制頻率范圍。通常磁導率越高，抑制的頻率就越低。此外，鐵氧體的體積越大，抑制效果越好。在體積一定時，長而細的形狀比短而粗的抑制效果好，內徑越小抑制效果也越好。鐵氧體抑制元件應當安裝在靠近干擾源的地方。對于輸入、輸出電路，則應盡量靠近屏蔽殼的進、出口處。

　　整流二極管使用肖特基二極管，其陽極套鐵氧體磁珠（φ3.5×φ1．3×3．5），直流輸出線纜用鐵氧體磁環繞（φ13．5×φ7.5×7）2.5圈且靠近出口處。整改后輻射干擾最大處下降了約lOdB，但40MHz和100 MHz處余量較小，準峰值測試僅有5dB裕量。考慮到認證過程繁瑣，周期長，而且各個認證檢測服務中心之間允許有2～3dB的誤差，產品的預測應在6dB以上的裕量為合適，如圖8所示。

　　鐵氧體磁珠、鐵氧體磁環的使用對騷擾源噪聲的抑制有了較大改善，如仍還不能滿足要求，只好采用屏蔽措施，在輸入輸出之間用2mm厚的鋁板隔離，以切斷通過空間耦合形成的電磁噪聲傳播途徑。結果輻射騷擾噪聲裕量達到了12dB以上，抑制噪聲效果相當明顯。通過以上措施大3m法電波暗室與IOm法電波暗室測試規定限值的轉換：由于標準GB9254認定ITE（信息技術設備）在10m測量距離處得到輻射騷擾限值，而較多的EMC檢測服務中心是在3m電波暗室內測試，因為場強大小與距離成反比，所以在3m法中測得的噪聲電平比在10m法時的噪聲電平值要下降10 dB。

　　圖4、圖8、圖9是由3m法電波暗室測得，其輻射騷擾限值為30～230MHz準峰值限值40dB，230～1000MHz準峰值限值47dB。圖10是由10m法電波暗室測得，圖9與圖lO比較，輻射噪聲波形相差不多。僅在兒個頻率點的噪聲電平略有增加。

　　3 結語

　　經過以上的整改后，再次測試l80W電源的電磁兼容完全達到了設計要求。在電源設計初期解決EMI問題，結構尚未定型，可選用的方法多，有利于降低成本。

　　除以上所述的抑制措施外，還有其它一些方案，但設計方案都要兼顧電源成本。

　　與EMI相關的因素多且復雜，僅做到上述的幾點是遠遠不夠的，還有接地技術、PCB布局走線等都是很重要的。電磁兼容的設計任重而道遠，我們要不斷進行研究，以使我國的電子產品電磁兼容水平與國際同步。

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